6kV A逆變器滯環(huán)調制與單極性SPWM倍頻調制的比較

2.2 滯環(huán)調制原理

三態(tài)滯環(huán)調制是從基本的Delta調制發(fā)展而來(lái)，圖3是它的調制原理。

圖3 電流滯環(huán)調制原理

滯環(huán)調制沒(méi)有單獨的載波信號，而是將輸出信號通過(guò)反饋網(wǎng)絡(luò )產(chǎn)生一個(gè)斜坡函數iLf做為載波。h為滯環(huán)寬度，當iLfig－h(huán)時(shí)，S1及S4導通，iLf上升，uab=Uin；當iLf>ig＋h時(shí)，S2及S3導通，iLf下降，uab=－Uin；當ig－h(huán)iLfig＋h時(shí)，S2及S4導通，iLf通過(guò)S2及S4，uab=0。電路的這種特性就保證了輸出電感電流跟隨正弦給定變化，并且誤差被限定在±h的范圍內，因此，滯環(huán)寬度h也對輸出波形有著(zhù)很大的影響。減小h可以降低輸出諧波，但會(huì )提高開(kāi)關(guān)頻率，增加開(kāi)關(guān)損耗，因此，h的取值需要進(jìn)行綜合考慮，同時(shí)為了防止開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高，一般需要加入一個(gè)狀態(tài)鎖存器來(lái)限制最高開(kāi)關(guān)頻率。在本文討論的滯環(huán)逆變器中，最高開(kāi)關(guān)頻率被限定在20kHz，與SPWM調制方式中的載波頻率相同，而滯環(huán)寬度h則被設置為相當于10％的電感電流。

2.3 兩種調制方式原理的比較

從兩種調制方式的原理可以看出滯環(huán)調制本身就包含了一個(gè)反饋環(huán)節，是一個(gè)閉環(huán)系統。而SPWM調制則是一個(gè)開(kāi)環(huán)系統，其本身不包含反饋環(huán)節。因此，滯環(huán)調制系統的穩定性和抗干擾性能要好于SPWM調制。在實(shí)際系統調試中，滯環(huán)調制的逆變器系統控制環(huán)參數容易調到穩定，而單極性SPWM倍頻調制的逆變器系統控制環(huán)參數，則需要經(jīng)過(guò)多次的調整才能得到一個(gè)滿(mǎn)意的參數。

另一方面滯環(huán)調制下的開(kāi)關(guān)頻率并不固定，而是跟隨正弦給定和負載大小的改變而改變，因此，滯環(huán)調制下逆變器輸出電壓波形中包含了大量的較低次諧波，而且很難從理論上分析其諧波分布。在最大開(kāi)關(guān)頻率限定在20kHz情況下，其最低次諧波頻率甚至會(huì )低至幾kHz，文獻[2]通過(guò)仿真驗證了這一結論。單極性SPWM調制下開(kāi)關(guān)頻率是固定的，而且在倍頻方式下SPWM輸出電壓波形中的最低次諧波集中在2倍載波頻率附近，在本文所討論的系統中為40kHz。所以，SPWM調制方式下的逆變器輸出濾波器要比滯環(huán)調制方式的逆變器輸出濾波器小得多。

3 輸出濾波器的設計

逆變器兩個(gè)橋臂中點(diǎn)之間的輸出電壓是一個(gè)高頻的方波脈沖，對其作頻譜分析可知它的基波頻率與調制波相同，而其高次諧波則由調制方式所決定。高次諧波對逆變器負載是有害的，甚至會(huì )引起負載的不穩定，所以，在逆變器的輸出端需要使用一個(gè)低通濾波器將高次諧波濾除。本文所提及的兩臺逆變器的輸出濾波器均采用Γ形的LC濾波器，在結構上完全相同，但其設計步驟和具體參數則有所不同。

3.1 SPWM調制下濾波器的設計

SPWM調制下輸出濾波電感的值一般是由電感電流的的最大紋波所決定，取該值為滿(mǎn)功率輸出時(shí)正弦電流峰值的15％，即

ΔImax=15％×2×=5.78A（2）

在單極性SPWM倍頻調制下，ua與ub兩點(diǎn)的電壓波形是單極性SPWM脈沖，其占空比

D=（3）

所以，可得電感電流紋波的表達式為

ΔI=（4）

由式（4）可知，當uo=1/2Uin時(shí)，電感電流紋波最大，且

ΔImax=（5）

綜合式（2）與式（5）可得