低壓輸入交錯并聯(lián)雙管正激變換器的研究

式中：ωr=1/；

Zr=；

L2=L2M＋L2S。

這一時(shí)段D3、D4上的電壓uD3=uD4=Uin－uds3，uT2PR1M=Uin－2uds3，t2時(shí)刻

uds3(t2)=uds4(t2)=Uin· (6)

i1M(t2)=I1M(＋)=(Uin/L1M)DTs (7)

i1M(t2)=(Vin/Zr)sin(ωrt1-2) (8)

式中：t1-2=t2－t1=(1/2－D)Ts。

3)開(kāi)關(guān)模態(tài)3[t2～t3][參考圖3(c)]

t2時(shí)刻，Q1、Q2關(guān)斷，D1、D2開(kāi)通續流，T1磁化電流從正向最大值I1M(＋)線(xiàn)性下降，

i1M(t)=I1M(＋ )－(Uin/LM)(t－t2) (9)

i1M(t3)=(Uin/LM)(2D－1/2)Ts (10)

D5關(guān)斷，D7開(kāi)通，負載電流Io經(jīng)D7續流。此時(shí)，T2原邊繼續諧振，因此時(shí)T2繞組（所標同名端）電壓為正，使得D6、D7同時(shí)導通，把T2副邊箝位為零，從而諧振回路變?yōu)門(mén)2漏感L2S與Q3、Q4結電容的諧振，釋放漏感能量，使得T2磁化電流到零，uds3、uds4迅速上升至Uin/2，之后保持在Uin/2，直到下一開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

4）開(kāi)關(guān)模態(tài)4[t3～t4][參考圖3(d)]

5）開(kāi)關(guān)模態(tài)5[t4～t5][參考圖3(e)]

6）開(kāi)關(guān)模態(tài)6[t5～t6][參考圖3(f)]

t3時(shí)刻，對應下半周期開(kāi)始，兩路雙管正激電路互換工作狀態(tài)，重復前半周期的工作情況，對應的相關(guān)公式互換一致，這里不再贅述。t6時(shí)刻，Q1、Q2再次開(kāi)通，開(kāi)始下一個(gè)周期。

3 電路特點(diǎn)分析

從以上開(kāi)關(guān)模態(tài)分析可知，雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過(guò)二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量，實(shí)現鐵心磁復位，電路結構簡(jiǎn)潔。并且主功率管關(guān)斷期間只承受電源電壓，這樣就可以選用低壓高速、導通電阻小的功率管，從而減小功率管導通損耗和開(kāi)關(guān)損耗。

而且，因兩路交錯并聯(lián)結構的使用，電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：

——在同樣開(kāi)關(guān)頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積；同時(shí)輸入電流脈動(dòng)頻率提高一倍，亦減小了輸入濾波器的體積，從而進(jìn)一步減小整機的體積。

——由于兩路交錯并聯(lián)，使得整流側輸出電壓等效占空比增加一倍，這就帶來(lái)兩個(gè)好處：一是使功率管工作在占空比小于0.5的情況下，整流側輸出電壓占空比可以在0～1之間變化，提高了電路的響應，并有利于驅動(dòng)電路的設計；二是在同樣輸出電壓的情況下，整流側峰值電壓減小一半，續流時(shí)間減小，有利于選擇低電流定額的續流管。

——并聯(lián)結構可以使每個(gè)并聯(lián)支路流過(guò)更小的功率，消除變換器的“熱點(diǎn)”，使熱分布均勻，提高可靠性。

在原理分析和樣機制作中，我們也注意到寄生參數的諧振會(huì )使變壓器出現小范圍的雙向磁化，但由于諧振參數均較小，因此，對變壓器鐵心的選擇以及變換器工作影響不大，最大占空比仍可取在0.5左右。

4 實(shí)驗結果及討論

在對雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器工作原理分析基礎之上，完成了一臺DC 27V/DC 190V，1kW的樣機研制，樣機的主要實(shí)驗數據為：

——輸入直流電壓：20～30V；

——輸出直流電壓：190V；

——電感：R2KBDEE40鐵心；

——變壓器：R2KBDEE42B鐵心；

——變壓器原副邊匝比：1/10；

——MOSFET：IRF3205；

——開(kāi)關(guān)頻率：fs=120kHz；

——磁復位二極管：IN5822；

——輸出整流管：MUR8100；

——輸出續流管：MUR8100。

圖4給出了滿(mǎn)載時(shí)開(kāi)關(guān)管MOSFET柵源電壓ugs和漏源電壓uds的波形圖，與理論分析基本相同。圖5給出副邊整流二極管D5和續流二極管D7的電壓波形，可以看出續流管關(guān)斷時(shí)由于其反向恢復造成了電壓振蕩。圖6給出了額定輸入電壓DC 27V時(shí)，變換器的效率與輸出電流的關(guān)系。

圖7所示為副邊整流電路，交錯并聯(lián)電路結構使副邊輸出電壓UA的等效占空比加倍，雖然可以減小輸出濾波電感的體積，但卻使續流管D7的開(kāi)關(guān)頻率加倍，處于更高頻率的開(kāi)關(guān)過(guò)程。由于D7存在反向恢復，這樣會(huì )在D5、D7以及T1副邊(D6、D7以及T2副邊)形成環(huán)流，造成更大的損耗，如果在t1～t2段di/dt過(guò)高（如圖8所示），不僅會(huì )引起振鈴現象而產(chǎn)生嚴重的電磁干擾，而且還可能會(huì )因為瞬態(tài)尖峰電壓太高而損壞二極管或電路中的其它半導體器件，因此D7宜采用t0～t1恢復時(shí)間短而t1～t2時(shí)間長(cháng)即柔度系數大的快恢復二極管。

同時(shí)應當盡量減小變壓器副邊漏感，并使D5、D7、T1副邊繞組(D6、D7、T2副邊繞組)所圍面積最小以減小線(xiàn)路寄生雜感。

圖4 Ch2—ugsCh1—uds