反激式轉換器設計注意事項

本期，我們將聚焦于反激式轉換器設計，探討 53VDC 至 12V/5A 連續導通模式 (CCM) 反激式轉換器的一些關(guān)鍵設計注意事項。

反激式轉換器有諸多優(yōu)點(diǎn)，例如，它是成本超低的隔離式電源轉換器，能夠輕松提供多種輸出電壓，并且它是簡(jiǎn)單的初級側控制器，功率輸出高達 300W。反激式轉換器廣泛用于從電視到手機充電器等許多離線(xiàn)應用，以及電信和工業(yè)應用。它們的基本操作可能會(huì )讓人望而生畏，設計選擇也很多，尤其是對于那些從未進(jìn)行過(guò)設計的人而言。我們來(lái)看看 53VDC 至 12V/5A 連續導通模式（CCM）反激式轉換器的一些關(guān)鍵設計注意事項。

圖 1 展示了工作頻率為 250kHz 的 60W 反激式轉換器的詳細原理圖。當 FET Q2 導通時(shí)，輸入電壓施加在變壓器的初級繞組上。此時(shí)，繞組中的電流會(huì )逐漸增大，從而將能量?jì)Υ嬖谧儔浩髦?。由于輸出整流?D1 反向偏置，流向輸出端的電流被阻斷。當 Q2 關(guān)斷時(shí)，初級電流中斷，迫使繞組的電壓極性反轉。此時(shí)電流從次級繞組流出，使繞組電壓極性反轉，且點(diǎn)電壓為正。D1 導通，向輸出負載輸送電流并對輸出電容器充電。

圖 1. 60W CCM 反激式轉換器原理圖

可以添加額外的變壓器繞組，甚至將其堆疊在其他繞組上，以獲得額外的輸出。但是，添加的輸出越多，穩壓效果就越差。這是因為繞組與磁芯之間的磁通鏈（耦合）不理想，并且繞組之間存在物理分離，因此會(huì )產(chǎn)生漏電感。漏電感充當與初級繞組和輸出繞組串聯(lián)的雜散電感。這會(huì )在繞組串聯(lián)處產(chǎn)生意外壓降，從而導致降低輸出電壓調節精度。一般經(jīng)驗法則是，在交叉負載情況下，使用繞線(xiàn)正確的變壓器，非穩壓輸出會(huì )有 +/-5% 至 10% 的變化。此外，通過(guò)峰值檢測漏電引起的電壓尖峰，重負載穩壓輸出會(huì )導致空載次級輸出電壓大幅升高。在這種情況下，預載或軟鉗位有助于限制電壓。

連續導通模式（CCM）和不連續導通模式（DCM）運行各有優(yōu)點(diǎn)。根據定義，當輸出整流器電流在下一個(gè)周期開(kāi)始前降至 0A 時(shí)，就會(huì )在 DCM 下運行。DCM 運行的優(yōu)點(diǎn)包括：初級電感較低，通?？蓽p小電源變壓器的體積；消除整流器的反向恢復損耗和 FET 導通損耗；無(wú)右半平面零點(diǎn)。然而，與 CCM 相比，初級和次級的峰值電流更高，輸入和輸出電容增大，電磁干擾（EMI）增加，輕負載時(shí)的占空比降低，從而抵消了這些優(yōu)點(diǎn)。

圖 2. CCM 和 DCM 反激式 FET 及整流器電流的比較

圖 2 說(shuō)明了 Q2 和 D1 中的電流在最小 VIN 時(shí)的變化情況，以及 CCM 和 DCM 中的負載從最大值降至約 25%。在CCM 下，當輸入電壓固定且負載處于最大和最小設計電平（約 25%）之間時(shí)，占空比保持不變。電流“基底”電平會(huì )隨著(zhù)負載的減少而降低，直至達到 DCM，此時(shí)占空比會(huì )降低。在 DCM 下，僅在最小 VIN 和最大負載時(shí)才會(huì )出現最大占空比。占空比會(huì )隨著(zhù)輸入電壓的升高或負載的減少而降低。

這會(huì )使高壓線(xiàn)路和最小負載時(shí)的占空比很小，因此請確保您的控制器可以在此最短導通時(shí)間內正常運行。整流器電流達到 0A 后，當占空比低于 50% 時(shí)，DCM 運行會(huì )引入死區時(shí)間。其特點(diǎn)是在 FET 漏極上產(chǎn)生正弦電壓，并由剩余電流、寄生電容和漏電感設定，但通常是良性的。對于此設計，選擇 CCM 運行是因為通過(guò)減少開(kāi)關(guān)和變壓器損耗可實(shí)現更高的效率。

這種設計使用初級基準 14V 偏置繞組，在 12V 輸出達到穩壓后為控制器供電，與直接從輸入供電相比，減少了損耗。我選擇了一個(gè)兩級輸出濾波器，以實(shí)現低紋波電壓。第一級陶瓷電容器可處理來(lái)自 D1 中脈動(dòng)電流的高均方根電流。其紋波電壓通過(guò)濾波器 L1 和 C9/C10 得到降低，使紋波降低了約 10 倍，同時(shí)降低了 C9/C10 中的均方根電流。如果可接受較高的輸出紋波電壓，則無(wú)需使用電感器-電容器濾波器，但輸出電容器必須能夠處理全部均方根電流。

UCC3809-1 或 UCC3809-2 可直接與 U2 光耦合器連接，用于隔離型應用。在非隔離式設計中，可以省去 U2 和 U3 以及直接連接到控制器的電壓反饋電阻分壓器，例如帶有內部誤差放大器的 UCC3813-x 系列。

Q2 和 D1 上的開(kāi)關(guān)電壓會(huì )在變壓器繞組間和元件寄生電容中產(chǎn)生高頻共模電流。如果 EMI 電容器 C12 不提供返回路徑，這些電流就會(huì )流入輸入和/或輸出端，從而增加噪聲或可能導致運行不穩定。

Q3/R19/C18/R17 的組合通過(guò)將振蕩器的電壓斜坡加總到 R18 的初級電流檢測電壓（用于電流模式控制）來(lái)提供斜率補償。斜率補償可消除次諧波振蕩，次諧波振蕩的特點(diǎn)是寬占空比脈沖之后出現窄占空比脈沖。由于該轉換器設計的運行占空比不超過(guò) 50%，因此我增加了斜率補償，以降低開(kāi)關(guān)抖動(dòng)敏感性。但是，過(guò)大的電壓斜率會(huì )將控制環(huán)路推向電壓模式控制，并可能導致不穩定。最后，光耦合器從次級側傳輸誤差信號，以保持輸出電壓穩定。反饋 (FB) 信號包含電流斜坡、斜率補償、輸出誤差信號和直流失調電壓，用于降低過(guò)流閾值。

圖 3 展示了 Q2 和 D1 的電壓波形，其中展示了一些漏電感和二極管反向恢復引起的振鈴。

   圖 3. FET 和整流器振鈴由鉗位和緩沖器限制（57VIN，12V/5A）

對于需要低成本隔離式轉換器的應用，反激式器件可視為標配。本設計示例介紹了 CCM 反激式設計的基本設計注意事項。