高頻串聯(lián)逆變器諧振極電容緩沖電路的研究

摘要：探討了一種適合MHz級高頻逆變器的無(wú)損諧振極電容緩沖器。詳細分析了逆變器的換流過(guò)程，研究了不同諧振極電容值對器件關(guān)斷損耗和總體損耗的影響，給出了設計方法。仿真和實(shí)驗波形證明了理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：高頻逆變器；電容緩沖電路；換流過(guò)程；無(wú)損

1 引言

隨著(zhù)快速開(kāi)關(guān)器件(如功率MOSFET)的出現，使高頻感應加熱電源的實(shí)現成為可能。串聯(lián)諧振逆變器是實(shí)現高頻感應加熱電源最常見(jiàn)的拓撲結構。然而,若使其工作在頻率高于1MHz的情況下，為更好地限制di/dt和du/dt，減少器件的開(kāi)關(guān)損耗，需對逆變器的緩沖電路提出更高的要求。

常規的緩沖器，如RCD緩沖電路，采用電阻來(lái)放電，隨著(zhù)開(kāi)關(guān)頻率的提高，消耗在緩沖器上的能量也隨之增加，大大降低了整個(gè)逆變系統的效率。而在MOSFET漏源間直接并聯(lián)一個(gè)無(wú)損緩沖電容可以有效地降低開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷損耗，將常規緩沖器中電阻消耗的能量反饋給負載或電源，更適合用于高頻逆變器場(chǎng)合。文獻[1][4]已在這方面進(jìn)行了理論分析和推導。在此基礎上，本文對在頻率高達MHz級情況下含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)諧振逆變器特性和參數設計作了進(jìn)一步探討，并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗驗證。

2 含有諧振極電容緩沖器的逆變器換流過(guò)程分析

圖1為簡(jiǎn)化的含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)諧振逆變器主拓撲電路。在四個(gè)橋臂上的開(kāi)關(guān)器件MOSFET漏源兩端分別并聯(lián)了一個(gè)無(wú)損電容器，其中C₁=C₂=C₃=C₄=C。在感性負載條件下,開(kāi)關(guān)頻率f應略高于諧振頻率f_r，輸出電流i_o的相位滯后于輸出電壓U_o。具體工作過(guò)程如圖2所示。

圖1 簡(jiǎn)化的含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)逆變器主拓撲電路

(a) 換向前 (b) 換向中

(c)換向后 (d)負載電流改變方向后

圖2 含有諧振極電容的串聯(lián)諧振逆變器的換流過(guò)程

狀態(tài)0 換向前，S₁及S₄導通，負載電流方向為i_o>0；此時(shí)電容C₁及C₄上的電壓為零。C₂及C₃上的電壓為U_dc，如圖4(a)所示。

狀態(tài)1 S₁及S₄關(guān)斷，開(kāi)始換向，負載電流以i_o/2向C₁及C₄充電，通過(guò)C₂及C₃放電，如圖4(b)所示。

狀態(tài)2 在換向過(guò)程中，待C₁及C₄上的電壓達到U_dc，C₂及C₃上的電壓下降為零，而負載電流仍未過(guò)零，則會(huì )通過(guò)內部反并聯(lián)二極管D₂及D₃續流，如圖4(c)所示。

狀態(tài)3 負載電流i_o過(guò)零后，S₂及S₃導通，如圖4(d)所示。

上述為上半個(gè)周期工作過(guò)程，下半個(gè)周期工作過(guò)程與上半個(gè)周期相似，在此從略。

3 諧振極電容緩沖器的設計方法

對含有諧振極電容的串聯(lián)諧振逆變器，在工作過(guò)程中，如果緩沖電容尚未放電結束就觸通同橋臂的MOSFET器件(非零壓開(kāi)通)，電容放電電流將直接流入開(kāi)關(guān)管，不僅會(huì )造成巨大的開(kāi)通損耗，而且開(kāi)關(guān)管也易因過(guò)流而損壞。當f_s>1MHz時(shí)，更增加了非零壓開(kāi)通的危險性。

設計中，關(guān)鍵是如何確定電容C和關(guān)斷角β₀的數值。一個(gè)較大的C值，會(huì )減少關(guān)斷損耗，但同時(shí)會(huì )使通態(tài)損耗增加；β₀越小，功率因數就越高，但過(guò)小的β₀又將引起開(kāi)關(guān)管的非零電壓開(kāi)通。所以，在選擇C和β₀時(shí)，需在保證零電壓開(kāi)通的前提下，取得盡可能小的關(guān)斷損耗。以下分析中均假定負載的品質(zhì)因數很高，且負載電流為正弦波。

串聯(lián)諧振逆變器的輸出電流i_o和開(kāi)關(guān)管漏源極間電壓u_DS波形如圖3所示。假定i_o在ω t=0時(shí)刻改變方向，i_o的幅值為I_o，則i_o可表示為

i_o=I_osinωt （1）

圖3 串聯(lián)諧振逆變器輸出電流和開(kāi)關(guān)電壓波形圖

在t=－t_off時(shí)刻，關(guān)斷S₁及S₄；t=－t_on時(shí)刻，反向二極管D₂及D₃開(kāi)始導通。在(－t_offt－t_on)這段換向期間，C₁及C₄用負載電流i_o的1/2進(jìn)行充電，如圖2(b)。開(kāi)關(guān)管S₁及S₄的開(kāi)關(guān)電壓u_DS可表示為

u_DS=(cosωt－cosβ₀) （2）

為保證零電壓開(kāi)通，u_DS必須在t=0之前達到U_dc。圖3中，ωt=－ξ時(shí)，u_DS上升到U_dc。代入式（2）得

cosβ₀=cosξ－ （3）

式（3）中C，β₀，ω，ξ均未知，確定它們的數值非常困難，以下我們先討論如何選擇C值。

在MOSFET可靠關(guān)斷，u_DS上升到U_dc的瞬間，負載電流i_o恰巧下降到零(ω t=0)。設此時(shí)C=C_n，則近似有

C_n= （4）