交叉級聯(lián)正激式同步整流拓樸實(shí)現DC-DC變換器

　　由圖可見(jiàn)，交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲的二次側沒(méi)有輸出濾波電感線(xiàn)圈，單級式變換器則必須有輸出濾波電感線(xiàn)圈。單級變換器設計時(shí)必須兼顧輸出濾波電感中電流的斷續模式(DCM)和連續模式(CCM),電感值的選定不但理論計算復雜，而且需要實(shí)驗校驗。交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲中的隔離級采用電流前饋技術(shù)，輸出濾波電感不需要流過(guò)全部輸出電流。特別是對低壓大電流輸出而言，輸出級不會(huì )因輸出電流的增加而發(fā)生難以預料的變化，這是該電路拓樸的主要優(yōu)點(diǎn)。因此，當系統設計需按比例變化，特別是按輸出電壓及輸出電流變化時(shí)由于輸出電流的變化在一次側隔離級的輸入電流中已有反映，亦即所謂電流前饋，這樣濾波電感線(xiàn)圈的損耗大大降低，從而也提高了變換器的效率。

　　3 設計實(shí)例和實(shí)驗結果

　　應用 上 述 設計思路，我們設計了一臺用于通信設備的DC -DC半磚電源。具體技術(shù)指標如下:輸入 電壓 DC3 5-75V:輸出電壓DC3 .3V/30A;輸出功率100W;效率92% (TYPICA );電壓調整率士0.1%;負載調整率士0.1%;隔離電壓1 500V,,5;保護要求是過(guò)壓、過(guò)流、過(guò)溫等。

　　圖 3所 示 為采用交叉級聯(lián)正激變換電路設計的通信設備專(zhuān)用DC-DC半磚電源原理圖。工作原理如下，R,, R2. D,, Q,, D:和C:組成自舉啟動(dòng)電路，得到啟動(dòng)電壓Vc分別給ICI,I C2和IC3供電。電路啟動(dòng)后，T,的輔助繞組經(jīng)D3整流，C3平滑濾波后為IC提供電壓VD，因VD電壓高于Vc，二極管D2反偏，Q、的供電關(guān)閉，達到啟動(dòng)電路無(wú)功耗的目的。IC:的腳6輸出方波信號，一路直接送到ICl的腳5，另一路經(jīng)Q2倒相后送到IC:的腳6作為IC,的輸入信號。IC，的腳3和腳8輸出相位相差180“的方波脈沖信號，分別驅動(dòng)MOSFETQ 31 Q 4- Q3 Q 4 L 2等組成高效率的同步降壓級，降壓級的占空比保持在30-60%. IC3.QsQ6T.等組成交叉級聯(lián)正激式隔離級，達到DC-DC最終的輸出電壓。馬、DS為變壓器T，的磁復位繞組。由于降壓級已將變化范圍較寬的輸入電壓嚴密調整為中間總線(xiàn)電壓，因此隔離級不需調壓。交叉級聯(lián)正激變換器都工作在50%的占空比，可以采用VDS為100V的MOSFET. Q7, Q:等組成自偏置式同步整流電路，因隔離級的輸出電壓是固定的，所以同步整流MOSFET漏極的輸入電壓也是固定的，占空比也為50%，可以使用VDS很低的MOSFET(本例中采用的是VDS為12V的MOSFET，損耗最低)因功耗引起的發(fā)熱問(wèn)題均可以方便解決。因輸入電壓固定，多出電壓時(shí)，能夠方便地實(shí)現高電壓調整率和高負載調整率，單級變換器很難做到此點(diǎn)。其他電路功能(如過(guò)流、過(guò)壓、過(guò)溫度保護等)不再一一闡述。經(jīng)測量該電路的工作效率約在92%左右，達到預定的設計要求，并且調試較簡(jiǎn)單，為今后的批量生產(chǎn)奠定了基礎。

　　4 結束語(yǔ)

　　交叉 級 聯(lián)正激式變換器，電路組成稍微復雜，但能平坦分配各級損耗達到整體功耗最小，從而可在更高的環(huán)境溫度下工作。較低的功耗，意味著(zhù)更高的效率;工作環(huán)境溫度高，意味著(zhù)散熱處理能力強和輸出電流大。而可用輸出電流成本的降低，預示著(zhù)系統長(cháng)期可靠性會(huì )更好。我們的實(shí)踐表明交叉級聯(lián)正激式同步整流拓樸確實(shí)是一種非常有前景的功率變換結構。各項指標優(yōu)于相同的單級變換器。