完整的LED調光電路設計過(guò)程

　　降壓轉換器的動(dòng)作概要如上記，降壓轉換器的電流指令利用雙向交流觸發(fā)三極體產(chǎn)生，圖7(a)是電流指令值產(chǎn)生電路;圖7(b)是動(dòng)作概要;圖7(c)是電流指令值的范圍。利用雙向交流觸發(fā)三極體體進(jìn)行位相控制的電壓，亦即雙向交流觸發(fā)三極體導通時(shí)輸入的電壓，被施加至Tr1的網(wǎng)關(guān)與汲極，一旦施加位相控制的電壓，雖然取決于Tr1的特性，不過(guò)此時(shí)大約10V的電壓被輸入至BLDR端子，輸入峰值7.2V的轉換器輸出遷移變成H，4μs后230Ω的負載加入轉換器輸入，可以補強雙向交流觸發(fā)三極體的拴鎖器電流，使雙向交流觸發(fā)三極體正確動(dòng)作。

　　BLDR轉換器的輸出變成峰值4V的脈沖列輸出至ASNS，該以R1、C3與IC出口的損失平順化，制作脈沖列的平均電壓，變成FLTR1的電壓。FLTR1的電壓則被輸入至RAMP轉換器，再與內部的鋸狀波形比較，此鋸狀波形值為3V，谷底值為1V，FLTR1的電壓值低于1V，RAMP轉換器的輸出變成H，流入RAMP轉換器的電流指令值變成0V，反過(guò)來(lái)說(shuō)FLTR1的電壓值超過(guò)3V時(shí)，RAMP轉換器的輸出變成L，連接的FET變成OFF狀態(tài)，汲極電壓VQ大約750mA，因此流入RAMP轉換器的電流指令值，就是內部電壓最大750mA。

　　由此可知FLTR1的電壓值與雙向交流觸發(fā)三極體的導通角度呈比例，可以檢測的控制角θ在一定范圍內。雙向交流觸發(fā)三極體的導通角度為1800-θ，導通角度與半波周期比1800-θ/1800的值，在1/4～1/3范圍內，因此在450QθQ1350范圍內，產(chǎn)生與角度(1800-θ)呈比例的電流指令，θ=1350時(shí)，電流指令=0V，θ=450時(shí)，電流指令=750mV最大值。

　　周邊電路的設計

　　以上根據LM3445評鑒基板電路與電路定數，探討電路動(dòng)作特性，接著(zhù)介紹LM3445周邊電路的設計技巧。LM3445的主要功能分別如下:

　　(1)以位相控制的雙向交流觸發(fā)三極體為前提，將雙向交流觸發(fā)三極體的通電角度轉換成流入LED的指令值，支持位相角度450～1350范圍，電流指令值最大750mV～0V

　　(2)以降壓轉換器OFF時(shí)間一定方式為前提，優(yōu)先穩定動(dòng)作，利用LED的電壓幾乎是一定的特征。

　　(3)降壓轉換器ON時(shí)脈沖寬度必需是最小值的限制，要求200ns以上，因此轉換器的輸入電壓有上限的限制。

　　(4)降壓轉換器的最低輸入電壓，要求雙向交流觸發(fā)三極體位相角度1350時(shí)，交流輸入電壓值必需大于LED的電壓。利用降壓轉換器使LED的電流維持一定，LED的電壓VLED與轉換器的輸入電壓Vbuck比D在轉換器沒(méi)有損失時(shí)，它與切換組件Tr2的ON時(shí)間，以及控制周期T的比完全相同，有損失時(shí)D與效率η呈反比率變大，此時(shí)使用下式表示：

　　評鑒基板的設計條件如下：

　　B電壓：AC90V~135V

　　B電流：350mA

　　BLED數量：串聯(lián)7~8個(gè)

　　評鑒電路選擇LED電流350mA種類(lèi)，評鑒基板根據定數以250kHz附近動(dòng)作，使用評鑒電路的條件進(jìn)行。LED的條件如下：

　　BVF = 2.79~3.42~3.99V

　　BILED = IF = 350mA(最大)，500mA(脈沖)

　　B輸入電壓：AC80～120V(AC100V±20%)

　　B動(dòng)作頻率：額定輸入電壓時(shí)250kHz

　　假設降壓轉換器輸入電壓為額定電壓峰值，降壓轉換器的效率η，根據技術(shù)資料為85%，依此試算LED串聯(lián)8、7、6、5、4，此時(shí)VLED分別是27.36、23.94、20.52、17.1、13.68，根據上式(1)：

　　計算結果如下：

　　Btoff = 3.09μs@8個(gè)LED串聯(lián)

　　Btoff = 3.20μs@7個(gè)LED串聯(lián)

　　Btoff = 3.32μs@6個(gè)LED串聯(lián)

　　Btoff = 3.43μs@5個(gè)LED串聯(lián)

　　Btoff = 3.54μs@4個(gè)LED串聯(lián)

　　最后決定采用toff =3.09μs。C11到達LM3445 COFF 峰值1.276V的時(shí)間，取決于C11的容量與一定充電的電流ICOLL，ICOLL(一般數十μA)的選擇由C11決定，C11以下式表示：

　　假設C11=120pF，如此一來(lái)：

　　評鑒基板的R4=576kΩ，相當于toff=3.2μs，它是流入LED的額定電流時(shí)off的時(shí)間，電流指令很小時(shí)LED的電壓降低，off的時(shí)間變長(cháng)。波動(dòng)電流Δi是決定電感L2電感值的要因，增加電感值波動(dòng)電流降低，LED的電流連續范圍變大，L2的容量變大、單價(jià)上升。由于動(dòng)作頻率很高，不易察覺(jué)該頻率的閃爍，因此選擇低電感值，Δi=50%。

　　Δi=350×0.5=175mA

　　接著(zhù)計算L2的電感值：

　　評鑒基板的L2為470μH，因此L2的波動(dòng)電流 Δi變大，此處觀(guān)察評鑒基板L2=470μH時(shí)，LED的串聯(lián)數量與波動(dòng)電流的變化。波動(dòng)電流Δi以下式表示：

　　根據上述可以獲得表1的LED串聯(lián)數量與波動(dòng)電流Δi關(guān)系，由表1可知LED串聯(lián)數量減少，L2的電流波動(dòng)隨著(zhù)降低，上記評鑒基板toff=3.20μs，計算上Δi=186mA，波動(dòng)電流為53%。

　　圖中的C12可以抑制流入LED的波動(dòng)電流，上記評鑒基板使用1μF，吸收250kHz時(shí)的鋸齒狀波動(dòng)電流，以評鑒基板為范例，250kHz時(shí)Δi=186mA的波動(dòng)電流，該交流成份換算成實(shí)效值變成：

　　假設電流全部流入電容器C11，此時(shí)C11的電壓變成：

　　由此可知流入LED的波動(dòng)電流受到抑制。降壓轉換器的輸入最低電壓Vbuck(min)以下式計算：

　　考慮整流架橋與埋谷電路的二極管電壓降低(大約3V)，變成：

　　40V-3V=37V

　　超過(guò)VLED=27.36V，因此轉換器能夠動(dòng)作。此外在此范圍的電流指令值幾乎是0，由于Tr2電流不檢測時(shí)間的最小脈沖寬度為125ns，因此Tr2可以動(dòng)作。

　　轉換器的最大電壓Vbuck(max)：

　　要求合適的二極管、FET等半導體的電壓規格。降壓轉換器動(dòng)作上Tr2的ON時(shí)間超過(guò)200ns，確定可以穩定動(dòng)作。以下是8個(gè)LED串聯(lián)時(shí)的計算結果：

　　C7與C9放電時(shí)放電量很大的場(chǎng)合，輸入電壓很小卻提供最大電流，此時(shí)電容器只進(jìn)行放電，一直到下次放電為止的期間，如果電壓降至電流無(wú)法流入LED的值，就不能確保LED的光束量，為避免上記問(wèn)題，設計上C7與C9的電壓值選擇超越LED的電壓。電壓Vbuck最小值如圖8所示假設：

　　ΔV=20V

　　最小點(diǎn)變成：

　　54-20=34>27.36V

　　因此C7與C9在20V放電也可以。

　　Iled：評鑒基板的最大值

　　Δt=3.33ms(相當于50Hz電源60°)

　　由于C7與C9都是33μF，因此C=66μF非常充分。此外評鑒基板還設置：

　　B消除波動(dòng)濾波器(L3、C1、L4、C15)

　　B一般模式濾波器(L1)

　　B累增二極管(Avalanche Diode)(D12)

　　B熱敏電阻(Thermistor)(RT1)

　　B保險絲(F1)

　　有關(guān)消除波動(dòng)濾波器，由于Tr2的OFF時(shí)間與ON時(shí)間大幅改變，設計消除波動(dòng)濾波器時(shí)，必需考慮以動(dòng)作頻率最低值抑制波動(dòng)電流。有關(guān)一般模式濾波器，要求可以檢查開(kāi)啟電源時(shí)，流入電解電容器的突波電流、二極管、電容器的電流、電壓耐量的協(xié)調動(dòng)作。突波電流必需配合消除波動(dòng)濾波器的關(guān)系進(jìn)行檢討，雖然一般模式濾波器增加對地阻抗，可以抑制漏泄電流，不過(guò)對Tr2、D10的特性、基板布線(xiàn)結構卻有相關(guān)性。

　　組件表內記載D12的破壞電壓VBR=144V，不過(guò)實(shí)際封裝組件與廠(chǎng)商的標示不一致，假設組件表內的記載數據是正確的話(huà)，筆者建議重新檢討AC135V輸入時(shí)的動(dòng)作。