數字控制全橋軟開(kāi)關(guān)電源的Saber仿真分析

數字化是開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展趨勢，它可以實(shí)現快速、靈活的控制設計，改善電路的瞬態(tài)響應性能，使之速度更快、精度更高，可靠性更強。因此，本文基于Saber仿真軟件對采用數字控制的大功率移相控制全橋ZVS電源系統( 12 V /5 000 A)進(jìn)行了建模、仿真，并對仿真結果進(jìn)行了分析。

1 主電路的建模

移相控制全橋ZVS2PWM變換器電路實(shí)現簡(jiǎn)單、工作可靠，而且充分利用了器件的寄生參數，不需要加入輔助電路，比較適合大功率低壓大電流的應用場(chǎng)合，其主電路結構如圖1所示。

圖1 移相控制全橋ZVS2PWM電源系統主電路

Saber軟件提供了功率器件建模工具M(jìn)odel Ar2chitect,如圖2所示為該工具提供的IGBT等效電路模型，根據實(shí)際器件的參數調整圖2中的各個(gè)參數值即可完成建模。本系統采用IGBT 的型號為CM400HA-24E,其額定參數為1 200 V /400 A.電容c1~c4為外接諧振電容，其中c1 = c3, c2 = c4。

高頻變壓器采用兩個(gè)單元變壓器串并聯(lián)的組合方式，它可以使并聯(lián)的輸出整流二極管之間實(shí)現自動(dòng)均流，并且使得變壓器的設計模塊化，簡(jiǎn)化變壓器的制作工藝，降低損耗。原邊用串聯(lián)電感lr作為變壓器的等效漏感， 用電流控制電壓源(CCVS)模塊來(lái)代替具有電流采樣作用的霍爾電流傳感器。

圖2 IGBT等效結構圖

次級輸出采用倍流整流電路結構，該結構中電感電流和變壓器次級電流小，整流管導通損耗及變壓器銅損較小;該結構具有雙電感交錯濾波，可在電感值較小的前提下，減小電流紋波，提高動(dòng)態(tài)響應性能。

2 數字控制器的建模

2.1 峰值電流型控制方式

開(kāi)關(guān)電源功率開(kāi)關(guān)器件導通電流等內部變量的瞬態(tài)值具有相對獨立性，只有直接控制電流瞬態(tài)峰值，才能有效快速地保護功率開(kāi)關(guān)器件，同時(shí)克服全橋變換器的偏磁問(wèn)題，提高其動(dòng)態(tài)反應速度和可靠性，因此，本系統采用峰值電流控制模式。峰值電流型控制模式開(kāi)關(guān)電源的系統結構圖見(jiàn)圖3所示，系統控制數學(xué)模型見(jiàn)圖4所示。

圖3 開(kāi)關(guān)電源系統結構圖

圖4 系統控制數學(xué)模型

2.2 P I調節器建模

P I調節是控制系統中最成熟，應用范圍最廣的一種調節方式，離散型P I控制器表達式為：

采用峰值電流模式控制的系統，當占空比大于0. 5時(shí)，會(huì )產(chǎn)生不穩定現象，采用斜坡補償可以改善系統性能，增加系統穩定性。依據其他資料，在控制工程實(shí)踐中，斜坡補償電壓的上升率一般設計為輸出電感電流檢測信號下降率折算值的70%~80%.

式(1)中： k為采樣序號; U ( k)為第K次采樣時(shí)P I調節器輸出的偏移量; Kp 為P I調節器的比例系數;T為采樣周期; Ti 為PI調節器積分時(shí)間; E ( k)為第k次采樣的偏差值。由式(1)可推出其離散P I增量式為：

式(2)中：U ( k - 1)為第k - 1次采樣時(shí)PI調節器輸出的偏移量; E ( k - 1)為第k - 1次采樣的偏差值;Ki 為P I調節器的積分參數。

P I調節器模型見(jiàn)圖5所示，其實(shí)現過(guò)程為：

AD電壓采樣環(huán)節由一個(gè)模數轉換接口a2z實(shí)現，采樣值為Z0 ( k ) , 電壓基準Zref由給定信號模塊zdata提供，兩者的差值為誤差項E ( k) ;利用放大模塊zamp將偏差值E ( k)放大積分系數Ki 倍，可得積分修正量ΔI ( k) ;將偏差值E ( k)通過(guò)減法模塊zsub減去由延遲模塊zdelay所保持的第k - 1次的偏差值E ( k - 1) ,再用放大模塊將上述差值放大比例參數Kp 倍，可得比例矯正值為ΔP ( k) ;最后由加法模塊zadd將積分修正量ΔI ( k) ,比例修正量ΔP ( k) ,以及由延遲模塊所保持的第k - 1 次結果U ( k - 1)相加可得第K次采樣結果U ( k)。

圖5峰值電流型控制原理圖

電流環(huán)控制采用P調節，其實(shí)現過(guò)程為：霍爾電流傳感器采樣之后，由模數轉換接口將采樣值轉換為離散信號，經(jīng)過(guò)一定倍數的放大之后，進(jìn)行斜坡補償。斜坡補償環(huán)節由z_pulse模塊依據前述補償法則產(chǎn)生一定頻率一定斜率的三角波實(shí)現。

經(jīng)過(guò)斜坡補償的電流信號與電壓P I調節產(chǎn)生的結果相比較得到最終的誤差調整值，最后由比較模塊zcmp構成飽和環(huán)節，用于防止輸出的移相值超出所能達到的移相范圍。

2.3 移相全橋PWM 波形調制

Saber和Simulink之間可以實(shí)現協(xié)同仿真，這樣可以發(fā)揮Simulink在軟件算法方面的優(yōu)勢，通過(guò)自定義S函數產(chǎn)生移相PWM信號。以Saber為主機，調用Simulink,兩者以固定時(shí)間步長(cháng)交換數據。

圖6所示為移相PWM脈沖實(shí)現原理圖。其主要原理為：當所對應的前驅動(dòng)波形跳變?yōu)楦邥r(shí)，由數字P I控制器得出的移相值U ( k)在遠小于周期的定時(shí)間減去一定常數k,當差值為零時(shí)產(chǎn)生一對與所對應前橋臂驅動(dòng)等寬的脈沖波，圖中所示t即為移相時(shí)間。