電流模式BUCK型驅動(dòng)電路斜率補償研究

摘要：介紹了電流模式開(kāi)關(guān)電源的原理和特點(diǎn)。針對電流模式下會(huì )引起振蕩的現象，分析了系統不穩定的原因，論述了占空比、電感平均電流與系統不穩定之間的關(guān)系。并論述了通過(guò)斜率補償解決系統振蕩的基本原理。設計了一款基于max16834驅動(dòng)芯片的高邊降壓型電路，給出了斜率補償設計實(shí)例。實(shí)驗結果表明，斜率補償增強了系統的抗干擾性并提高了系統的穩定性。
關(guān)健詞：開(kāi)關(guān)電源；電流模式；斜率補償；驅動(dòng)電路

0 引言
與電壓模式相比電流模式拓撲有兩個(gè)反饋環(huán)。一個(gè)是檢測輸出電壓的電壓外環(huán)，一個(gè)是檢測開(kāi)關(guān)管電流且具有逐周期限流功能的電流內環(huán)。它具有動(dòng)態(tài)響應快，增益帶寬大，輸出電感小等優(yōu)點(diǎn)。但電流模式仍存在問(wèn)題，電流內環(huán)只檢測電感峰值電流，不能保證電感平均電流恒定。當輸入電壓變化引起電感輸出平均電流變化時(shí)，負載電壓跟隨變化，產(chǎn)生振蕩。同時(shí)當占空比大于0．5時(shí)，電感電流初始擾動(dòng)會(huì )隨著(zhù)開(kāi)關(guān)周期累積，雖最終衰減但形成振蕩。針對電流模式的振蕩問(wèn)題，論述了斜率補償原理，通過(guò)斜率補償改善不穩定現象。以max16834為控制芯片，設計了高邊降壓電路并給出斜率補償計算方法。

1 電流模式原理
由圖1可以看出，電流模式含有兩個(gè)反饋環(huán)，包括由接收輸出電壓采樣信號的誤差放大器構成的電壓外環(huán)和由接收初級峰值電流采樣信號的PWM比較器構成的電流內環(huán)。導通時(shí)間由誤差放大器的輸出電壓Vea與電流采樣電阻Ri上的鋸齒形電壓經(jīng)PWM比較器比較確定。

內部晶振產(chǎn)生時(shí)鐘信號，每次出現時(shí)鐘脈沖觸發(fā)器就置位使開(kāi)關(guān)管導通。PWM比較器輸出為高時(shí)，觸發(fā)器復位，輸出低電平開(kāi)關(guān)管關(guān)斷。即PWM比較器輸出由低變高的時(shí)刻就是導通結束的時(shí)刻。PWM比較器將峰值采樣電阻Ri上的鋸齒形電壓Vi和誤差放大器EA的輸出比較。當Vi與Vea相等時(shí)，PWM比較器輸出由低變高，使觸發(fā)器復位，觸發(fā)器輸出低電平，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷?？刂齐娐分貜蜕鲜鲞^(guò)程，產(chǎn)生一定的占空比，經(jīng)過(guò)電壓與電流的雙環(huán)控制得到穩定的輸出Vo。

2 電流模式產(chǎn)生振蕩的原因
2．1 輸入電壓變化引起振蕩
從電流模式的控制原理可知直流負載電流是電感電流的平均值。而電流采樣電阻Ri只能檢測開(kāi)關(guān)管電流的峰值相當于恒定了電感電流的峰值，不能保證電感電流的平均值恒定。電感平均電流變化會(huì )引起輸出電壓Vo變化，由圖1可知Vo變化引起Vea變化。而Vi不變，Vea與Vi經(jīng)過(guò)PWM比較器導致輸出Vo再次變化，這樣反復的調整造成輸出電壓的振蕩。
Vo變化由電感平均電流變化引起，電感平均電流可如下簡(jiǎn)單推算：

式中：Iav1Iav2。由輸出電壓決定，m2為定值。因此從式(1)可知導通時(shí)間越長(cháng)，電感平均電流越高。導通時(shí)間由輸入電壓確定，輸入電壓越大導通時(shí)間越短，即直流輸入電壓低時(shí)的電感平均電流值比輸入高時(shí)的平均值大。當輸入電壓下降時(shí)電流內環(huán)拉長(cháng)導通時(shí)間，電壓外環(huán)縮短導通時(shí)間，兩者共同作用形成振蕩。如圖2所示。