L6598脫線(xiàn)控制器用于諧振式變換器
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圖 15 多諧振
勵磁電感 (在LCL拓撲中) 的控制,在能量管理上起到很重要的作用,它的值(以及它與Lsense的比率 ) 將影響多個(gè)應用功能。
假設負載斷開(kāi),最大電流將出現在F01諧振的峰,它還涉及到路徑L+C。磁性電感的值要顯著(zhù)地高于串聯(lián)電感的值。一般來(lái)說(shuō),最低諧振F01峰主要取決于它的值。我們可以定義F01峰為最低諧振點(diǎn),以便于記住開(kāi)關(guān)頻率必須不低于它的值。事實(shí)上,迫使半橋在較低F01下工作,串聯(lián)電路存在一個(gè)電容性負載,這種條件在應用中是不能接受的,理由如下:
——在電容性負載中,零電壓開(kāi)關(guān)工作條件會(huì )丟失。有效功耗就會(huì )出現(或為硬開(kāi)關(guān))。
——在閉環(huán)電路中,傳輸功能會(huì )反轉(當趨于諧振之下),會(huì )失去控制。
總結
它需要工作在曲線(xiàn)的“電感區域”以這種方法會(huì )使更高的頻率加到諧振網(wǎng)絡(luò ),所得到的功率會(huì )減少。值得注意的是,在深度電感模式下工作(遠離諧振峰值)電流會(huì )從正弦波形變?yōu)槿切?,而且需要很寬的頻率變化去控制調整率。
相反的,盡可能接進(jìn)諧振點(diǎn)工作時(shí),對于給出的負載改變,頻率變化將最小。
如果應用設計成盡可能靠近最低諧振點(diǎn)(F01)和第二諧振點(diǎn)(F02之間,已經(jīng)證實(shí)初級電流在兩個(gè)功率MOS之一的關(guān)閉時(shí)刻不應該太低,以便保證在所有條件下為實(shí)現軟開(kāi)關(guān)所需的能量。
L6598的功能和諧振對調整率的影響已經(jīng)討論過(guò)了?,F在我們開(kāi)始描述一些設計標準。
圖16 Vout + I (Cres) 特性
設計準則和應用
設計程序的描述參照樣板來(lái)進(jìn)行,它用來(lái)評估整個(gè)等效電路展示在圖17中。
對于PFC部分,僅作簡(jiǎn)單的描述。請參考專(zhuān)門(mén)的應用注意。
下面的討論將僅限于對諧振式變換器。
設計過(guò)程
圖 18 LLC諧振變換器
轉換器方塊電路可以分為幾個(gè)大塊,如圖18所示。輸出整流和濾波。變壓器和諧振元件(Lres—Cnes)。半橋。驅 動(dòng)器控制。目標規范是給出一個(gè)70W交流適配器的設計。下面是一些參數和要求。
——輸出電壓Vo=18V, 最大輸出電流控制在Io=3.8A—4A
——寬范圍交流輸入電壓85V—264V
——需要高功率因數,總線(xiàn)電壓應該是360V—420V
基于這些值,我們可以開(kāi)始設計輸出級濾波器。
——二次側的電流關(guān)系式(假設為近似正弦波形)。
輸出濾波器和整流
需要使用高質(zhì)量的電解電容設置極 限為1%,輸出電壓紋波是等 效串連電阻的函數(電容貢獻可忽略)。
這是標準使用的兩個(gè)電容(330uF ,WITH ESR = 75 msz 個(gè),電容的內部功耗在最大功率輸出時(shí)為140W,電壓紋波約在240mv。
第二級L*C濾波器的布局接入可以有效的限制輸出電壓紋波,而不需要多個(gè)超過(guò)合理的高性能的電容。在本例的情況下,低價(jià)格電感就減少了高頻率電壓紋波,使之達到80mv(如圖19)以下。因為輸出電流/電壓比率在這種應用中輸出整流級可以呈現出更多的功耗。對于目前的應用,選擇中心抽頭線(xiàn)路連接,效率顯著(zhù)的改進(jìn),這樣在每一側輸出整流器上只有一半功耗,使用這種解決方案,在二次繞組間需要兩繞組很好的耦合。并且使電流波形能很好的對稱(chēng)。對我們的設計,選擇STPS40L40CT是低壓降功率蕭特基二極管,為T(mén)O-220AB型封裝(Vth = 0.28V,Rd = 0.0105ohm, BV = 40V)
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