超高效單相和三相單級交流-直流變換器拓撲結構

1 混合轉換方法---新型Boost轉換電路的拓撲結構

通過(guò)下面的例子可以很好的解釋這種新型混合轉換方法。圖1（a）所示是一個(gè)改進(jìn)的Cuk變換器，它增加了一個(gè)與輸出電感Lr串聯(lián)的整流管CR2。電感的下標r表示該電感的用途可以變換，從一個(gè)方波Cuk變換器的脈寬調制電感變換成混合轉換Boost變換器的諧振電感。消去脈寬調制電感可以使Cuk變換器不降低電壓，只留下遞升的直流電壓增長(cháng)倍數，而不改變本身的極性變換。因此，新的直流電壓倍數為：

（1）

于是，得到了一種新型變級Boost變換器?，F在進(jìn)一步分析這種變級Boost變換器的工作原理。首先，它包含有3個(gè)開(kāi)關(guān)，即一個(gè)正向控制開(kāi)關(guān)（MOSFET管）和兩個(gè)整流管CR1、 CR2。與當前的傳統方波脈寬調制整流器相比，這種新型變換器的開(kāi)關(guān)必須是互補的偶數，這里是2、4或者更大的偶數，而傳統的脈寬調制整流器開(kāi)關(guān)數為奇數，例如3個(gè)。

控制開(kāi)關(guān)管S具有兩個(gè)作用：⑴ 作為Boost級的控制開(kāi)關(guān)，如圖1（b）；⑵ 作為轉換級的控制開(kāi)關(guān)，如圖1（c）。而諧振電容Cr連接著(zhù)Boost級和轉換級，既是Boost級的輸出脈寬調制電容，又是轉換級的諧振電容。在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間，由輸入電感作為電流源對其進(jìn)行線(xiàn)性充電，在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通期間向負載供電。

圖1

圖2顯示諧振電流模型和相應諧振電容的電壓波形。瞬時(shí)諧振電容電壓在開(kāi)關(guān)時(shí)刻是連續的（電壓值無(wú)跳變），并且疊加了大小約為VCr的直流電壓?？紤]圖2所示電路模型，如果在開(kāi)通時(shí)間DTS里電容的諧振效果被完全抑制時(shí)，諧振電感就會(huì )達到流量平衡，穩態(tài)條件如下式：

（2）

同時(shí)，也應注意諧振電感的重要作用。如果沒(méi)有諧振電感，電能將以一種耗散方式進(jìn)行轉換，大幅降低效率并會(huì )產(chǎn)生附加的尖峰電壓。而加上諧振電感則會(huì )解決這兩個(gè)問(wèn)題。

從（2）式可以看到，諧振電容的電壓由兩部分疊加而成：幅值VCr的直流電壓和幅值vCr的紋波電壓。當輸出電容C的值遠大于諧振電容Cr的值時(shí)，它們的連接關(guān)系就如圖3所示，在這個(gè)模型中只留下了諧振電容Cr。此外，當直流電壓部分按（2）式減小時(shí)，諧振電容的凈電壓就變?yōu)榧y波電壓vCr。

圖3

諧振電容的電流變化波形如圖3所示。

圖1（a）所示，在放電回路中，當諧振電容放電時(shí)，電流會(huì )流經(jīng)一個(gè)二極管CR2。這個(gè)二極管只允許電流沿正向流動(dòng)。此外，只有當諧振電感電流在導通時(shí)間的最后減小到零時(shí)，二極管才會(huì )關(guān)斷，因此諧振電容電流也為零。由于諧振電流是正弦全波，所以開(kāi)始導通時(shí)諧振電容電流為0，如圖3所示。

從圖3的交流諧振電路模型中，可以得到諧振電壓和諧振電流的求解公式：

ir(t)=Ipsin(ωrt); vCr(t)=△vCrcos(ωrt); （3）

△vCr=IpRN （4）

通過(guò)對圖1（a）中兩個(gè)輸出電流整流器的極性進(jìn)行簡(jiǎn)單變換以及重置電感Lr的位置，可以很容易地得到一種同極非反相Boost變換器，如圖4（a）所示。應注意的是：像在傳統的升壓型變換器中那樣，CR2整流管只能在關(guān)斷期間才開(kāi)始工作，所以需要重新指定電流整流器。諧振電感和脈寬調制電感的流量平衡情況如圖4（b）所示。

VCr=0 （5）

（6）

（a）

（b）

圖4

圖5（a）給出了另外一種變換器拓撲結構。負的輸入電壓源產(chǎn)生正的直流輸出電壓，圖5（b）的陰影部分顯示了電路的流量平衡情況。這種變換器的拓撲結構與圖1（a）所給出的原始級變換升壓電路相似，區別在于電壓源為負。因此，得到的穩態(tài)直流電壓值與之前得到的結果是一致的。應注意諧振電感位置的變化，即和整流管CR2位于同一個(gè)支路。

（a）

（b）

圖5

圖5（a）所示變換器的諧振電容紋波電壓△Vr在數量級上比直流電壓Vr小很多，諧振電感的能量流動(dòng)比脈寬調制電感小大約50倍，這可以通過(guò)比較圖5（b）中諧振電感和脈寬調制電感陰影部分的面積來(lái)得到?？梢缘玫浇Y論：與脈寬調制輸入電感相比，諧振電感的尺寸和損耗大小是微不足道的。

2 非橋型PFC變換器拓撲結構

通過(guò)比較圖1（a）和圖5（a）給出的兩種變換器拓撲結構，可以得到結論：改變輸入電壓源極性會(huì )產(chǎn)生正值且相等的直流輸出電壓，由式（1）和式（6）給出。然而，由于改變了輸入電壓源的極性，導致二極管支路中諧振電感位置產(chǎn)生變化，使得這兩種電路結構上是不完全一致的。如圖6所示，把這兩種情況下的諧振電感都和諧振電容放置在同一支路中，就可以解決這個(gè)問(wèn)題。圖6所示的變換器電路結構沒(méi)有改變，并且與電源電壓的極性無(wú)關(guān)。因此，電源電壓可以是能夠改變極性的交流電壓。

還應注意如何根據輸入電壓的極性來(lái)分配兩個(gè)整流管的導通時(shí)間。換句話(huà)說(shuō)，由于圖6中所示的這種新型變換器電路，是第一個(gè)具有不同極性輸入電壓產(chǎn)生相同直流電壓放大倍數的真實(shí)交流-直流轉換器，所以，不需要在電路前端加全橋整流管。因此得到結論：一個(gè)單極無(wú)橋PFC交流-直流變換器可以從交流電源端直接進(jìn)行控制，并不需要前端橋式整流管，這點(diǎn)與傳統的PFC升壓整流器一致。就像控制開(kāi)關(guān)管S必須根據交流電壓源的極性來(lái)改變自己的現有方向和電壓阻塞能力一樣，它也可以通過(guò)一個(gè)兩管相連的MOSFET作為開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現，如圖6所示。

圖6

3 帶隔離的非橋型PFC變換器

傳統的升壓型變換器不能很好的加入隔離環(huán)節。最常用的是全橋隔離升壓變換器，這種變換器的一次側包含4個(gè)完全可控的MOSFET開(kāi)關(guān)管，二次側包含4個(gè)二極管相連的整流橋。從圖7中可以看到，真實(shí)無(wú)橋變換器中引入了這種隔離變壓器，并且保留了原來(lái)3個(gè)開(kāi)關(guān)管的配置，同時(shí)也具有了原來(lái)非隔離配置的優(yōu)點(diǎn)，比如所有開(kāi)關(guān)上的低電壓應力。

通過(guò)控制輸入交流線(xiàn)電流（50Hz或60Hz）使它與輸入交流線(xiàn)電壓同相位且成比例，可以得到完整功率因數和低的總諧波畸變。同時(shí)應注意，PFC集成電路控制器也必須是一個(gè)真實(shí)PFC控制器，因為無(wú)論是全波交流線(xiàn)電壓還是全波交流線(xiàn)電流，控制器都能夠接受其作為輸入信號進(jìn)行處理。通常PFC集成電路控制器用的是整流后的交流線(xiàn)電壓和交流線(xiàn)電流。只有當控制器附加的信號處理電路將全波交流電壓源的全波交流電流轉換為半波整流交流時(shí)，這些傳統的PFC集成電路控制器才可以使用。

隔離變壓器是丘克變換器的單端變壓器類(lèi)型里最好的一種，圖8所示是變壓器磁心的BH曲線(xiàn)，由于變壓器工作時(shí)沒(méi)有直流偏置，所以它具有雙向能流和方形環(huán)BH曲線(xiàn)的特點(diǎn)。因此，變壓器設計時(shí)不用降低性能和增大磁心尺寸，就可以提高到很高的功率。實(shí)際上，隔離變壓器的交流通量比輸入通量至少低4倍，例如正激變換器和橋式隔離變換器。這直接轉化是為了尺寸的成比例減小以及效率的提高。

圖7 圖8

通過(guò)把輸入電感整合到隔離變壓器1,2,3的共用磁心上，可以進(jìn)一步改善變壓器性能。磁靴氣隙以及隔離變壓器線(xiàn)圈的放置，能夠將輸入電感的高頻紋波轉化為隔離變壓器產(chǎn)生的無(wú)紋波輸入電流，波形如圖7所示。并且還改變了磁性材料的尺寸，變?yōu)橹挥幸粋€(gè)磁心并進(jìn)一步提高了變換器效率。

PFC的性能參數，是以一個(gè)400W，AC-DC無(wú)橋PFC變換器為原型進(jìn)行測量確定的。圖9所示，測量結果是在變換器達到300W功率水平時(shí)獲得的，它顯示了變換器具有比較低的總諧波畸變（1.7%）和0.999的功率因數。圖10所示，在240V交流高壓情況下，變換器效率值達到了將近98%。最重要的是在120V交流線(xiàn)電壓（美國輸電干線(xiàn)）情況下，效率值依舊非常高（97.2%），而通常低壓情況下效率值會(huì )降低2%到3%，但這種變換器效率值變化不大，原因就在于消除了前端橋式整流器的二極管壓降。

圖9

圖10

4 三相橋式整流器

1989年出生在塞爾維亞的美國科學(xué)家尼古拉·特斯拉（圖11）發(fā)明了多相（三相）輸電系統，這項發(fā)明連同他的其他兩項發(fā)明，即三相交流電動(dòng)機（同步電機、感應電機）和交流發(fā)電機一起實(shí)現了高效率、世界范圍內的電力傳送與應用，到現在依舊具有重大意義。

圖11 圖12

為了紀念他，國際單位制下磁通密度的單位命名為特斯拉，符號為T(mén)（圖12）。

特斯拉三相電系統的關(guān)鍵內容之一是它包含了相位依次相差120º的三相交流電壓。當每一相傳遞的電流同相并且與各自的交流線(xiàn)電壓成比例時(shí)（每一相上的整體功率因數作用），各相瞬時(shí)功率都為正值且隨時(shí)間變化。然而，如圖13所示，三相總的功率和是恒定的。由于在三相交流發(fā)電端和三相交流負載端這個(gè)結論都成立，因此，在三相長(cháng)距離輸電系統中不需要儲存電能。此外，三相交流變壓器兩邊交流電壓的應用，可以提高原邊電壓、降低副邊電壓。

圖13

然而，在許多實(shí)際應用中要求使用直流電壓，比如通信設備和計算機應用的48V直流電壓。遺憾的是，所有現行的AC-DC轉換器都是基于兩個(gè)功率處理級的級聯(lián)系統。第一級是通過(guò)使用6個(gè)或更多的可控開(kāi)關(guān)來(lái)將三相輸入電壓轉換為400V的總線(xiàn)直流電壓。第二級隔離式DC-DC變換級可以實(shí)現隔離工作和進(jìn)一步降低電壓值，例如48V或12V。但是，所有現行的隔離式DC-DC變換器，都必須以輸出濾波電感傳輸直流負載電流的形式存儲直流輸出電能。

變換器的問(wèn)題在于，將交流電壓轉換為400V中等直流電壓時(shí)整流方式的不成熟。傳遞到直流負載的瞬態(tài)功率是恒定的。因此，沒(méi)有概念性的理論來(lái)說(shuō)明為什么恒定的瞬時(shí)三相輸入功率無(wú)法直接轉換成恒定的直流輸出功率。這樣的AC-DC轉換方式，顯而易見(jiàn)的優(yōu)勢就在于它可以完全忽略對于儲能的需求。此外，能量轉換將會(huì )基于一個(gè)單功率處理級進(jìn)行，如圖14所示的新型三相整流器，它包括3個(gè)隔離式無(wú)橋PFC變換器，每相類(lèi)型如圖7所示。

圖14

同樣，這種變換器也具有效率和尺寸方面的優(yōu)勢。例如，由于總功率是通過(guò)3個(gè)并聯(lián)線(xiàn)路進(jìn)行傳輸，所以每一相只有總輸出功率的1/3。每一相的總效率值與隔離式變換器一致，均為98%。每一相也具有低的總諧波畸變和高達0.999的功率因數。

最后應注意的是，每一相的瞬時(shí)輸出電流都是正值，并且隨時(shí)間呈正弦規律變化。然而，由于輸出電流每相依次相差120º的相角，各相波動(dòng)的輸出電流疊加形成了恒定的總輸出電流，如圖15所示。剩余紋波電流大約為直流負載電流的5%，并且接近濾波頻率，而且比基波頻率60Hz高6倍。這顯然會(huì )極大減小濾波電容尺寸，進(jìn)而減小了三相整流器的尺寸和成本。

圖15

5 另一種隔離式真實(shí)無(wú)橋PFC變換器拓撲結構

圖7中的變換器電路不是唯一的隔離式真實(shí)無(wú)橋PFC變換器拓撲結構。圖16給出了另外一種帶功率因數補償的單級AC-DC變換器電路結構，它可以作為一個(gè)單相整流器使用，也可以如圖14所示作為一個(gè)三相整流器使用。

圖16中的變換器具有和Boost型電路相同的升壓倍數，由式（1）給出，以及僅有一個(gè)磁靴、帶直流偏置、適合于低電壓到中電壓轉換的雙線(xiàn)圈隔離變壓器。此外，為了減小高頻處的紋波電流使其達到輸入電流的脈動(dòng)要求，要在輸入端加上高頻濾波器。

圖16

以上詳述了反向和非反向的新型升壓拓撲結構在單相無(wú)橋AC-DC變換器和帶有電流隔離的單相、三相高頻整流器中的應用。下面將介紹該新型升壓拓撲結構應用于隔離型DC-DC變換器的顯著(zhù)優(yōu)點(diǎn)。

6 應用于太陽(yáng)能變換系統的隔離型升壓DC-DC變換器

圖17所示為該新型隔離升壓DC-DC變換器應用于太陽(yáng)能系統的拓撲結構。這種隔離升壓DC-DC變換器可以提高太陽(yáng)能電池電壓并接到400V直流母線(xiàn)上。該系統可以接受15V-100V（由太陽(yáng)能電池電壓在一天中的變化得到）的輸入電壓，并且當輸出為400V時(shí)效率值可達97%。

圖17

7 雙向隔離式升壓DC-DC變換器

在當前混合動(dòng)力汽車(chē)和電動(dòng)汽車(chē)中，為了將400V電池直流母線(xiàn)電壓轉變成14V輔助電池電壓或將電壓由14V轉變成400V，需要一個(gè)1kW～2kW的輔助變換器。因此，就需要一個(gè)雙向升降壓變換器。將圖17所示拓撲結構中輸出整流二極管用MOSFET管代替，就可以實(shí)現單處理級能量的雙向流動(dòng)，因此很適合在此種情況中使用。與傳統的8個(gè)開(kāi)關(guān)變換器相比，新型變換器不僅只使用3個(gè)開(kāi)關(guān)管，而且還提高了效率，減小了損耗。

8 結論

本文首次提出了一種新型混合開(kāi)關(guān)方法并作了詳細介紹。這種方法可以使單功率處理級高頻AC-DC變換器同時(shí)具有功率因數校正和隔離兩個(gè)特點(diǎn)。由單相整流器擴展成的三相整流器也首次實(shí)現了由三相交流輸入直接輸出直流電壓，同時(shí)保證了效率最高、尺寸最小。

參考文獻

(1) Slobodan Cuk, ”Modeling, Analysis and Design of Switching Converters”, PhD thesis,

November 1976, Califonia Institute of Technology, Pasadena, Califonia, USA.

(2) Slobodan Cuk, R.D. Middlebrook, “Advances in Switched-Mode Power Conversion, “Vol.Ⅰ, Ⅱ, Ⅲ, TESLAco 1981 and 1983.

(3) Slobodan Cuk, articles in Power Electronics Technology, descibing sing-Stage,

Bridgeless, lsolated PFC Converters published in July, August, October and November 2010 issues.

(4) Slobodan Cuk and Zhe Zhang, Voltage Step-up Switching DC-DC Converter, US patent

No.7,778,046, August 17, 2010.