適合通信系統的低壓、大電流電源的現狀及展望

1 引言

為了處理日益增加的、更為復雜的適時(shí)計算，當今的通信系統采用了大量的高功率計算IC，包括CPU、FGPA(Field Programmable Gate Array即現場(chǎng)可編程邏輯門(mén)陣列)和存儲器。對計算速度增長(cháng)的需要促使時(shí)鐘頻率和供電電流的相應增加，有些設備的供電電流已經(jīng)超過(guò)100A。隨著(zhù)供電電流的增加，而供電電壓卻反而呈下降的趨勢，這主要是因為計算設備此時(shí)可以用很好的線(xiàn)寬工藝來(lái)制造。此外，低電壓、大電流對功耗是十分敏感的，所以對于電源設計者來(lái)說(shuō)，需要采用更先進(jìn)的新器件、新技術(shù)、新材料、新工藝來(lái)逐步減小開(kāi)關(guān)電源的體積和重量，改善電氣性能指標，提高工作可靠性，降低對電網(wǎng)的污染，消除對其它設備的干擾，增強智能化程度等是其基本發(fā)展方向。

2 通信電源設計面臨的挑戰

在當今的許多系統中，通信系統里線(xiàn)路板的成本是最昂貴的。故而尺寸的限制，加上低成本和新技術(shù)挑戰的壓力，使低壓、大電流電源的設計成為通信系統設計中最難的任務(wù)之一。

2.1 穩壓器的挑戰

由于供電電壓不斷降低，已經(jīng)達到1V，即使在電源干線(xiàn)上低到mV級的紋波，都可能給計算設備帶來(lái)很大的影響。而大電流是產(chǎn)生電壓紋波的主要根源，包括它在PCB板走線(xiàn)上，或在電源與CPU電源引腳間連接器上產(chǎn)生的10-50mV的電壓降。當輸出電壓在l-1.5V范圍內時(shí)，這種電壓降就顯得更為重要。因此，就必須在正向輸出干線(xiàn)和輸出回路(或負向輸出)干線(xiàn)上進(jìn)行電壓采樣。另外一個(gè)問(wèn)題是現代的計算設備可以根據系統發(fā)出的命令不同而使供電電流瞬間改變，甚至高達20A。這樣大幅度的負載變化，伴隨著(zhù)快速的電流轉換速率使電壓產(chǎn)生過(guò)沖。為了處理這些動(dòng)態(tài)負載和減小輸出電容，必須采用具有極其快速瞬態(tài)響應的電源。

2.2 散熱的挑戰

隨著(zhù)系統復雜性的增加，系統封裝的密度也相應增大。散熱成為系統硬件設計者必須面對的挑戰之一。同時(shí)，對電壓的穩定性要求苛刻的高性能的計算設備還要求對它供電的電源進(jìn)行管理。因此，減小電源的功耗，排除PCB和功率器件上的過(guò)熱點(diǎn)是非常重要的，這可以避免為已經(jīng)很熱的計算設備增加熱量。

2.3 輸入噪聲的挑戰

由于在許多通信子系統中，負載電源的分布總線(xiàn)通常使用3.3V，3.3V總線(xiàn)上的噪聲必須減小，以確保從電源總線(xiàn)上獲得功率的邏輯設備正確工作。由于在降壓開(kāi)關(guān)電源中輸入電流存在波動(dòng)，這就需要大量的輸人電容或LC濾波器用以濾除輸入噪聲。這樣的濾波電路通常會(huì )由于輸出電流的增加或輸人電壓的降低而使體積和成本增加。

2.4 低成本要求的挑戰

成品的電源模塊，如“磚型模塊”是非常昂貴的。此外，標淮電源模塊對大多數應用而言，都遠遠超過(guò)實(shí)際所用電源的指標要求。因此，定制一種模塊會(huì )花費時(shí)間和額外的費用，系統設計者應尋找其他節省成本的電源。

3　通信電源設計新技術(shù)

3.1　多相技術(shù)

為提高電流容量,傳統的單相方案采用多個(gè)MOSFET并聯(lián),再用一個(gè)龐大的電感器濾波,這種方法一方面會(huì )導致在MOSFET上產(chǎn)生較大的開(kāi)關(guān)損耗,且在電感器和MOSFET焊盤(pán)上引起電流堆積,影響PCB板的可靠性；另一方面,由于效率與開(kāi)關(guān)頻率都很低,必須使用大輸出電感器,使瞬態(tài)響應變慢。多相拓撲結構基于現有的單相結構之上,能有效解決單相結構中較大的紋波電壓和較慢的瞬態(tài)響應之間的矛盾,非常適合低電壓大電流精密電源的設計。多相技術(shù)的主要優(yōu)點(diǎn)：

3.1.1紋波電流的消除使輸人電容、輸出電感和輸出電容的體積及成本降低。

3.1.2輸人紋波電流的消除減少了輸人噪聲，這對于3.3V分布式總線(xiàn)的應用更具有吸引力。

3.1.3可達到更快的負載瞬態(tài)響應。因為并聯(lián)輸出電感可以改善瞬態(tài)響應，比較小的等效電感可以提高輸出電流的轉換速率。

3.1.4可獲得更高的效率。這是由干多相技術(shù)有較低的開(kāi)關(guān)損耗和一致的電流分布，這更有助于減少熱量，提高整個(gè)系統的可靠性。下圖是一個(gè)兩相PWM控制的DC/DC變換器的示意圖。

圖1　兩相PWM控制的DC/DC變換器的示意圖

一般來(lái)說(shuō)相對于普通的單相PWM控制，多相PWM控制DC/DC變換器增加了一個(gè)或多個(gè)變換器，而且每個(gè)變換器的相位相對有一定間隔，如上圖的兩相PWM控制變換器的兩個(gè)變換器ON/OFF相對間隔為180°。工作中功率被平均分配到兩個(gè)通道中，從而減小了各相承擔的電流，避免了開(kāi)關(guān)管、整流管、輸出電感等器件過(guò)于疲勞，發(fā)熱過(guò)于集中。并且由于通道之間交叉開(kāi)閉，電流相互疊加，大大減少了輸入、輸出電流紋波，減小電磁干擾EMI。多相PWM控制使輸入電流有效值減小，可提高效率。在有效瞬態(tài)響應模式下，相位是按時(shí)間分布的，所獲得的電流斜率是所有相位斜率之和，因此可大大縮短調節時(shí)間(過(guò)渡時(shí)間)，提高電源的快速瞬態(tài)響應能力。

3.2　板載電源

在低電壓大電流電源應用中,由于每個(gè)板上的電源額定功率可以根據實(shí)際消耗的功率很容易地調整，電源的成本和體積就可以減小。因而板載電源已成為必然趨勢,與標準電源模塊相比,板載電源具有以下優(yōu)勢：

3.2.1　更強的負載調節能力：板載電源不存在電源輸出與負載之間的互聯(lián)電阻和電感,可以獲得更好的直流和瞬態(tài)調節效果。

3.2.2　更高的效率：板載電源消除了電源連接器上的傳導損耗,而且可以使用接地層和其它直流電源層傳導直流電源,接地層和其它直流電源層的阻抗低于電源模塊的阻抗,從而降低了PCB引線(xiàn)上的傳導損耗,使電源具有更高的效率。

3.2.3　更好的散熱管理：對板載電源而言,整個(gè)系統電路板起到了散熱器的作用,因此,熱點(diǎn)位置的溫度要比電源模塊上的低得多,從而提高了系統的長(cháng)期可靠性。

3.2.4　更低的成本：板載電源的額定功率可以根據實(shí)際功率需要來(lái)確定,另外,它還節省了大電流連接器,在理想的瞬態(tài)調節能力下,僅使用單個(gè)或幾個(gè)輸出去耦電容,就能達到理想的性能要求,因此,與標準大功率電源模塊相比,板載電源成本更低、體積更小。

3.3　同步整流和副邊控制

在通信系統中,很多低電壓大電流電源的輸入引自背板的-48V電壓,需要采用變壓器耦合以實(shí)現電氣隔離。這種電源的功率損耗主要來(lái)自次級整流器的傳導損耗,使用同步整流技術(shù)可以大幅度降低次級整流器的傳導損耗。需要注意的是,在某些工作條件下,自驅動(dòng)同步整流技術(shù)還存在可靠性不太高的缺點(diǎn),因此,在可靠性要求非常高的通信應用中,必須采用外部驅動(dòng)技術(shù)。對變壓器隔離電源而言,傳統的穩壓方式為初級控制方式,即輸出電壓的一部分(或全部)通過(guò)光耦合器傳送給初級控制器,這種控制方式存在以下不足：一方面,使回路的帶寬變得很窄(約為幾kHz)；另一方面，使電源的負載瞬態(tài)響應變得很慢。采用次級PWM控制可以消除上述不足。實(shí)驗證明,采用次級PWM控制,在250kHz開(kāi)關(guān)頻率下,環(huán)路帶寬可以達到50kHz,同時(shí),負載瞬態(tài)響應也得到了明顯的改善。

4 當前研究熱點(diǎn)

4.1 減小功率晶體管開(kāi)關(guān)損失可以采取的措施

4.1.1 回能吸收電路：是將緩沖電容上的儲能返回電源或負載，或稱(chēng)為無(wú)損吸收電路。

4.1.2 有源箱位:是將電容器上的儲能，由功率晶體管操作，在所需時(shí)間加以利用。

4.1.3 MOSFET與IGBT并聯(lián)運行:利用了IGBT通態(tài)壓降小、入們SFET關(guān)斷速度快的優(yōu)點(diǎn)組合成一個(gè)性能優(yōu)良的等效開(kāi)關(guān)器件，此方法可應用于各種電路。IGBT工作在軟關(guān)斷狀態(tài)，但電路屬硬開(kāi)關(guān)性質(zhì)，可用回能吸收電路減小MOSFET的關(guān)斷損耗。由于其輔助電路簡(jiǎn)單，只要驅動(dòng)脈沖配合好，不論在滿(mǎn)載或空載，兩管的工作都能自動(dòng)適配，負載電流小時(shí)兩管電流同時(shí)減小。MOSFE中沒(méi)有過(guò)大的峰值電流，可靠性高。沒(méi)有像零電壓開(kāi)通(ZVS)和零電流轉移(ZCT)諧振電路所有的幾乎是固定的對應于近于兩倍額定負載分量的峰值電流。

4.1.4 零電壓開(kāi)通(ZVS)和零電壓轉換(ZCT)：主開(kāi)關(guān)管并聯(lián)一個(gè)吸收電容器，減小關(guān)斷損耗，相當于回能吸收電路;ZVS工作過(guò)程是先將電容電壓放電到零，再開(kāi)通主開(kāi)關(guān)管。ZVT是指在主開(kāi)關(guān)管兩端并聯(lián)一個(gè)諧振電感與輔助開(kāi)關(guān)管串聯(lián)通路，來(lái)實(shí)現零電壓開(kāi)通的電路。

4.1.5 零電流關(guān)斷(ZCS)和零電流轉換(ZCT)：ZCS是指先將主開(kāi)關(guān)管的電流減小到零，再關(guān)斷主開(kāi)關(guān)管;ZCT是指在主開(kāi)關(guān)管兩端并聯(lián)一個(gè)諧振電容器、諧振電感與輔助開(kāi)關(guān)管串聯(lián)通路，來(lái)實(shí)現零電流關(guān)斷的電路。

近年來(lái)學(xué)術(shù)界、科技界對零電壓開(kāi)通(ZVS)和零電壓轉換(ZCT)及零電流關(guān)斷(ZCS)和零電流轉換(ZCT)兩項內容的多種電路做了大量研究，是目前的研究熱點(diǎn)。

4.2 通信用開(kāi)關(guān)電源的主要方案

大功率通信用整流器中的直流(DC/DC)變換器部分大多以脈寬調制(PWM)、移相橋為主。目前主要拓撲如下：

4.2.1雙管正激和雙正激變換器：后者常由兩個(gè)雙管正激組成，雙管正激由于具有不會(huì )出現共態(tài)導通、不會(huì )出現不穩定的直流磁化、易從空載到滿(mǎn)載運行、技術(shù)問(wèn)題少、可靠性良好等優(yōu)點(diǎn)而最早受到重視。但雙正激要多用二極管、變壓器、電感等器件。雙正激變換器在功率不大時(shí)也可加以簡(jiǎn)化。

圖2　雙管正激DC/DC變換器電路拓撲

變壓器T起隔離和變壓作用，輸出端的續流電感L0起能量的傳輸和傳遞作用，由于D1、D2的導通限制了兩個(gè)調整管關(guān)斷時(shí)所承受的電壓，變壓器初級無(wú)需再有復位繞組。D3是一個(gè)整流二極管，D4是一個(gè)續流二極管（其中D3、D4均要求選用恢復時(shí)間快的二極管）。輸出濾波電容C0應選擇低ESR（等效電阻）大容量的電感，從而有利于降低紋波電壓。與單端正激相比，無(wú)需復位電路，有利于簡(jiǎn)化變壓器的設計；對功率器件的耐壓等級要求低；兩個(gè)開(kāi)關(guān)管工作狀態(tài)一致，使得在大功率電源的設計中開(kāi)關(guān)管的選擇較容易。

雙管正激變換器由于磁芯復位的需要，占空比必須小于50％，從而造成了在大功率場(chǎng)合，變壓器次級的高壓給高頻整流二極管的選擇較困難。通常的采用串聯(lián)多個(gè)二極管來(lái)解決均壓?jiǎn)?wèn)題，但難以解決動(dòng)態(tài)均壓。而有兩個(gè)雙管正激變換器組成的雙正激變換器能夠較好的解決高頻二極管的動(dòng)態(tài)均壓?jiǎn)?wèn)題。

4.2.2 半橋變換器電路與典型的雙正激相比器件較少，也可以用兩個(gè)半橋電路在輸入側串聯(lián)，承受高輸入電壓，合用一個(gè)有兩個(gè)初級繞組的變壓器，組成復合半橋變換器，用于大功率?，F在由于開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷速度快了，共態(tài)導通問(wèn)題容易解決。采用電流控制型芯片控制時(shí)的上下兩管出現的不對稱(chēng)，也能妥善解決，可靠性能夠保證，應用日見(jiàn)普遍。

圖3　半橋DC/DC變換器電路拓撲

變壓器起到隔離很傳遞能量的作用，工作時(shí)變壓器原邊承受的電壓為輸入電壓的一半。由于兩個(gè)MOS管是交替打開(kāi)的，所以?xún)山M驅動(dòng)脈沖的相位相差應大于180°，故存在一定死去時(shí)間。此電路減小了原邊調整管的電壓應力，是目前比較成熟和常見(jiàn)的電路。

以上方案采用PWM控制，容易實(shí)現負載在寬范圍(例如含輕載和空載)內變化條件下可靠運行。

4.1.3 移相全橋變換器：用移相控制來(lái)實(shí)現PWM原理調節輸出電壓，在不增加功率晶體管情況下就可實(shí)現ZVS具有相當高的效率。但基本電路在輕載和空載時(shí)，零電壓轉換有困難，可靠性降低。幸而大系統的通信電源負載電流變動(dòng)較小，且多臺并聯(lián)運行，可調整運行臺數，避免輕載運行。

圖4　移相調寬橋式變換器主電路

移相調寬全橋變換電路實(shí)現了功率器件的零電壓開(kāi)通和準零電壓關(guān)斷，克服了硬開(kāi)關(guān)模式所固有的缺陷，損耗降低，效率更高。實(shí)踐表明容性開(kāi)通和二極管反向恢復所產(chǎn)生的短促電流脈沖，幅值高，頻譜寬，是干擾的主要來(lái)源。零電壓開(kāi)通模式消除了這個(gè)主要干擾源，使干擾電平大為降低?；谝陨蟽蓚€(gè)主要優(yōu)點(diǎn)，移相全橋變換電路拓撲特別適宜做大功率的DC/DC變換器。

5 低壓大電流電源設計實(shí)例

圖5　帶有軟開(kāi)關(guān)的同步整流的有源箝位正激變換器

圖5是一個(gè)帶有軟開(kāi)關(guān)技術(shù)、同步整流技術(shù)的有源箝位ZVS正激變換器拓撲，它不但輸出電壓低，而且最重要的特點(diǎn)就是最大限度的提高了電路的效率。它的工作輸入電壓為50V，輸出電壓5V，開(kāi)關(guān)頻率120KHz。變換器的原邊主要有主開(kāi)關(guān)管Q1和輔開(kāi)關(guān)管Q2，它們可實(shí)現有源箝位的功能，副邊的續流開(kāi)關(guān)管Q4能夠一直工作在ZVS條件下，不論與其串聯(lián)的MOS管Q3是在零電壓和零電流下打開(kāi)還是在ZVS下關(guān)斷，因而，最大程度的提高了電源的轉換效率。

副邊的磁放大器通過(guò)把變壓器的勵磁電流提供給副邊，而確保主開(kāi)關(guān)管Q1實(shí)現ZVS工作狀態(tài)，并且允許同步整流管Q3在ZCS條件下開(kāi)通，因而可以進(jìn)一步提高電路的工作效率。和一個(gè)標準的帶有同步整流的有源箝位正激變換器（ACFC）相比，上述電路多了一個(gè)磁放大器，而正是磁放大器抑制了di/dt，并且減小了二極管D3的反向恢復損耗。變壓器可以通過(guò)箝位電容Cc1 復位，而有源箝位MOS管Q2通過(guò)門(mén)極觸發(fā)脈沖比Q1的前后短延時(shí)來(lái)開(kāi)關(guān)，起到了對Q1工作的互補作用。通過(guò)調整4個(gè)MOS管門(mén)極觸發(fā)脈沖的時(shí)延就可以實(shí)現同步整流軟開(kāi)關(guān)。在延時(shí)期間，副邊MOS管的體二極管是導通的，因而，Q4的開(kāi)通和關(guān)斷是在零電壓條件下，而Q3是開(kāi)通在ZVS/ZCS，關(guān)斷在ZVS條件下。當然為了減小體二極管的導通損耗和反向恢復損耗，整個(gè)變換器的頻率相對來(lái)說(shuō)較低，只有120KHz。

6 展望

從目前來(lái)看，利用板載電源的設計技術(shù)和多相工作技術(shù)可以滿(mǎn)足通信系統中所需要的低電壓、大電流電源的要求?？傊?，它與傳統方法相比降低了成本，并可以得到更好的性能。對于有隔離的電源，同步整流和副邊控制技術(shù)也正由于它們的效率高和快速瞬態(tài)響應的特性而被普遍采用。

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