基于LCC諧振變換器的高壓直流電源設計

根據式(2)～(5)，繪制出不同負載下M與fsN的關(guān)系曲線(xiàn)(取α=1)，如圖4a所示。通過(guò)調整電路參數，即可得合適的增益曲線(xiàn)和工作頻率范圍。圖4a為選擇不同增益諧振電路工作頻率提供了依據。

由圖4a可知，從空載到滿(mǎn)載變化時(shí)，fsN調節范圍很大，而諧振元件確定后諧振頻率就固定了，因此僅依靠變頻控制需要開(kāi)關(guān)頻率變化范圍很大。在調頻基礎上，配合調節D，能夠在較小頻率變化范圍內，實(shí)現全負載范圍內軟開(kāi)關(guān)，由式(2)～(6)得到不同負載下M與D的關(guān)系，圖4b為移相調節時(shí)占空比的選擇提供了理論依據。根據效率公式繪制出不同負載下逆變器效率曲線(xiàn)，如圖4c所示。由圖可知，fsN>1時(shí)，Q越小，即負載電流越大，效率越高。fsN1時(shí)，負載電流越小，效率越高。

3 閉環(huán)控制系統

整個(gè)閉環(huán)控制系統框圖如圖5所示?？刂破?、移相器和A／D轉換都由主芯片dsP IC30F6010A實(shí)現。移相控制可以直接由DSP數字編程得到，因此無(wú)需D／A轉換。

此處采用PI控制器進(jìn)行閉環(huán)控制，其頻域范圍內的傳遞函數為：us／es=kp+ki／s。

采用后向歐拉法進(jìn)行數字化：

uk=Tski+kp(ek-ek-1)+uk-1 (7)

式中：kp，ki；分別為比例、積分系數。

由于移相控制器是靠數字方法實(shí)現的，輸入和輸出的調節均為瞬時(shí)，當控制器輸出電壓很大時(shí)，變換器會(huì )有振蕩現象，需要在移相控制后加上一階濾波網(wǎng)絡(luò )消除振蕩。

4 實(shí)驗過(guò)程及結果

為驗證結果的正確性，設計一臺基于LCC諧振逆變器的高壓直流電源基本參數為：輸入電壓(220+20％)V；輸出電壓35 kV；輸出功率0～7 kW。

根據設計要求，確定高頻高壓變壓器的基本參數：磁芯型號UU80x65x40；匝數比1：146；初、次級匝數分別為32和4672；磁芯個(gè)數為2。

變壓器折算到初級的漏感為75．4μH，分布電容為44．2 nF。取滿(mǎn)載時(shí)Qf=3，α=1，得到總串聯(lián)諧振電感和串聯(lián)諧振電容的值為187μH，308 nF?？紤]分布參數的影響，取Ls=110μH，Cs=300 nF，Cp=260 nF。其中，驅動(dòng)芯片采用HCPL-316J；IGBT采用SKM150GB128D，額定電壓為1 200 V，額定電流200 A。采用差分方式進(jìn)行采樣，通過(guò)HCPL-788J對電壓電流采樣信號隔離?？刂菩酒捎胐sP IC30F6010A，其主要功能是產(chǎn)生PWM驅動(dòng)波形，根據圖5進(jìn)行移相和調頻控制，實(shí)現全負載范圍內軟開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)頻率變化范圍為18～25 kHz，由圖4b，考慮死區時(shí)間，得到對應的占空比變化范圍為0．5～0．85，能夠在全負載內保持輸出電壓恒定。

整個(gè)閉環(huán)控制計算過(guò)程按照式(7)在DSP中直接實(shí)現，通過(guò)反復實(shí)驗，取Ts=50μs，kp=4，ki=600時(shí)，電源對負載波動(dòng)的穩定效果最好，負載的紋波最小。

按照上述參數進(jìn)行實(shí)驗，圖6示出實(shí)驗波形。

可見(jiàn)，滿(mǎn)載時(shí)，fs=18 kHz，Dmax=0．85；空載時(shí)，fs=25 kHz，Dmin=0．5。在整個(gè)負載變化范圍內，iLs和uCs都是按照正弦規律變化?？蛰d時(shí)，iLs波形出現了斷續，這是占空比減小引起的，此時(shí)開(kāi)關(guān)管依然可實(shí)現零開(kāi)關(guān)。iLs超前于uCs，整個(gè)逆變器呈感性。從空載到滿(mǎn)載變化時(shí)，效率會(huì )先增加隨后稍減，這是由于滿(mǎn)載時(shí)開(kāi)關(guān)管工作頻率低于諧振頻率?？蛰d時(shí)效率最低，其值為75％。