工程師不可不知的開(kāi)關(guān)電源關(guān)鍵設計（三）

牽涉到開(kāi)關(guān)電源技術(shù)設計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實(shí)，推出《工程師不可不知的開(kāi)關(guān)電源關(guān)鍵設計》系列三和工程師們一起分享，請各位繼續關(guān)注后續章節。

　　一、開(kāi)關(guān)電源中浪涌電流抑制模塊的應用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時(shí)的電壓瞬時(shí)值為電源電壓峰值）上電，則會(huì )產(chǎn)生遠高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當濾波電容為470μF并且電源內阻較小時(shí)，第一個(gè)電流峰值將超過(guò)100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　浪涌電流會(huì )造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至會(huì )影響其他用電設備的工作以及使保護電路動(dòng)作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過(guò)程的浪涌電流沖擊下而非過(guò)載熔斷。為避免這類(lèi)現象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現過(guò)載時(shí)熔斷器不能熔斷，起不到保護整流器及用電電路的作用；過(guò)高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側加一負溫度系數熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負溫度系數熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來(lái)限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過(guò)電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡(jiǎn)單，但存在的問(wèn)題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時(shí)間間隔很短時(shí)，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價(jià)格低廉的微機電源或其他低成本電源。而在彩色電視機和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見(jiàn)的應用是彩色電視機，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內工作，其缺點(diǎn)是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實(shí)上整流器上電處于穩態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負作用，因此，在功率較大的開(kāi)關(guān)電源中，采用上電后經(jīng)一定延時(shí)后用一機械觸點(diǎn)或電子觸點(diǎn)將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復雜，占用體積較大。為使應用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開(kāi)關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開(kāi)關(guān)（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個(gè)相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個(gè)引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時(shí)間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結束后，模塊導通將限流電阻短路，這樣的上電過(guò)程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來(lái)很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設計者所希望的。

　　3.2 無(wú)限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　有人提出一種無(wú)限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設計成線(xiàn)形恒流電路。實(shí)際電路會(huì )由于兩極放大的高增益而出現自激振蕩現象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時(shí)則有如下問(wèn)題難以解決：如220V輸入的400W開(kāi)關(guān)電源的上電電流至少需要達到4A，如上電時(shí)剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線(xiàn)性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結果是，MOSFET僅能承受有限次數的上電過(guò)程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價(jià)格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線(xiàn)性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正實(shí)現無(wú)限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過(guò)程的功率損耗問(wèn)題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過(guò)程中的高功率損耗問(wèn)題，而且電路簡(jiǎn)單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。

　　3.3 測試結果

　　A模塊在400W開(kāi)關(guān)電源中應用時(shí)，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復上電時(shí)間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時(shí)峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。

　　4 結語(yǔ)

　　開(kāi)關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊的問(wèn)世，由于其外接電路簡(jiǎn)單，體積小給開(kāi)關(guān)電源設計者帶來(lái)了極大方便，特別是無(wú)限流電阻方案，國內外尚未見(jiàn)到相關(guān)報道。同時(shí)作者也將推出其它沖擊負載（如交流電機及各種燈類(lèi)等）的上電浪涌電流抑制模塊。

　　二、開(kāi)關(guān)電源并聯(lián)均流實(shí)現

　　引言

　　大功率DC/DC開(kāi)關(guān)電源并聯(lián)中遇到的主要問(wèn)題就是電流不均，特別在加重負載時(shí)，會(huì )引起較為嚴重的后果。普通的均流方法是采取獨立的PWM控制器的各個(gè)模塊，通過(guò)電流采樣反饋到PWM控制器的引腳FB或者引腳COMP，即反饋運放的輸入或者輸出腳來(lái)凋節輸出電壓，從而達到均流的目的。顯然，電流采樣是一個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題：用電阻采樣，損耗比較大，電流放大后畸變比較大;用電流傳感器成本高;用電流互感器采樣不是很方便，州時(shí)會(huì )使電流失真。本文提出了一種新型的、方便的、無(wú)損的電流采樣方法，并在這種電流檢測方法的基礎上實(shí)現了并聯(lián)系統的均流。

　　1 一種新的電流采樣方法

　　如前所述，在均流系統中一些傳統的電流采樣力法都或多或少有些缺點(diǎn)。而本文提出的這種新的電流采樣力法，既簡(jiǎn)單方便，又沒(méi)有損耗。

　　下面以圖l所示的Buck電路為例，說(shuō)明這種新的電流檢測方法的原理和應用。

　　電流檢測電路由一個(gè)簡(jiǎn)單的RC網(wǎng)絡(luò )組成，沒(méi)流過(guò)L的電流為iL，流過(guò)C的電流為ic，L兩端的電壓為vL，輸出電壓為vo上電壓為vc，則有vL+iLR1+vo.=vc+icR （1）

　　對式（1）在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期求平均值得

　　式中：VL是電感上的電壓在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的平均值，顯然VL=O;

　　Vo為輸出電壓平均值;

　　IL電感電流平均值，等于負載電流ILoad;

　　Ic是電容在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內充放電電流的平均值，顯然Ic=0;

　　R1為電感的等效串聯(lián)電阻（ESR）。

　　于是式（2）可化為

　　所以，要檢測負載電流及電感電流的大小，只要檢測RC網(wǎng)絡(luò )電容上的電壓的大小就行了，這種方法可以很方便、簡(jiǎn)易、沒(méi)有損耗地對電流進(jìn)行采樣。

　　2 基于新的電流采樣方法的均流原理

　　以?xún)陕凡⒙?lián)Buck電路為例，如圖2所示。

　　由式（3）知，

　　Vc1=IL1R1+V

　　Vc2=IL2R2+V

　　式中：Vc1、Vc2分別為C1和C2上電壓的平均值;

　　IL1、IL2分別是L-和L2流過(guò)電流的平均值，亦即兩路輸出電流平均值;

　　R1及R2是濾波電感的等效串聯(lián)電阻，當在工藝上設計并聯(lián)電源每路輸出電感基本上一樣時(shí)，可以認為R1=R2。

　　因此，要控制兩路電流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，電容C1及C2上的電壓Vc1和Vc2可以代表兩路電流IL1及IL2大小，可用來(lái)進(jìn)行均流控制。

　　這樣，便可得到如圖3所示的控制框圖。

　　3 常用均流方法的分析比較

　　開(kāi)關(guān)電源并聯(lián)系統常用的均流方法有以下幾種。

　　輸出阻抗法即Droop（下垂，傾斜）法調節開(kāi)關(guān)變換器的外特性?xún)A斜度（即調節輸出阻抗），以達到并聯(lián)模塊接近均流的日的。這種方法是一種簡(jiǎn)單的大致均流的方法，精度比較低。

　　主從法適用于電流型控制的并聯(lián)開(kāi)關(guān)電源系統中。這種均流系統中有電壓控制和電流控制，形成雙閉環(huán)控制系統。這種方法要求每個(gè)模塊問(wèn)有通訊，所以使系統復雜化，并且當主模塊失效時(shí)，整個(gè)電源系統便不能工作。

　　平均值均流每個(gè)并聯(lián)模塊的電流放大器輸出端接一個(gè)相同的電阻到一條公共母線(xiàn)上，形成平均值母線(xiàn)。當某模塊電壓比母線(xiàn)電壓高時(shí)，輸出電壓下降，反之亦然。

　　最大值均流法和平均值均流法相似，區別只是每路電流通過(guò)一個(gè)二極管連到一條公共母線(xiàn)上。這種方法其實(shí)質(zhì)是一種“民主均流”方法，電流最大的那個(gè)模塊自動(dòng)成為主模塊，其他模塊為從模塊，從而“自動(dòng)主從控制”。

　　平均值均流和最大值均流法的均流母線(xiàn)斷開(kāi)或者開(kāi)路都不會(huì )影響各個(gè)電源模塊獨立工作，并且是自動(dòng)均流方法，均流精度比較高。

　　圖4為常見(jiàn)均流方法的原理圖。如果均流母線(xiàn)是并聯(lián)模塊電流的平均值，則是平均值均流法;如果是并聯(lián)模塊電流的最大值，則是最大值均流法;如果均流母線(xiàn)是并聯(lián)模塊中的主模塊的電流，則就是主從均流法。但是，在這些均流方法中，每個(gè)模塊都需要有一套獨立的PWM控制環(huán)。

　4 新的均流方案

　　本文提出的方案是基于前所述的每路加一個(gè)簡(jiǎn)單的RC網(wǎng)絡(luò )檢測其分配的電流大小。電容C兩端的電壓平均值就可以表征這路模塊的電流大小，所以，對系統進(jìn)行均流控制就是對各路RC網(wǎng)絡(luò )C上電壓進(jìn)行均壓。其均流原理圖如圖5所示。

　　圖5中：Vbus為均流母線(xiàn)電壓;

　　Vref為輸出電壓參考值;

　　Vs為輸出電壓的采樣值。

　　其工作原理和過(guò)程如下：

　　通過(guò)檢測RC網(wǎng)絡(luò )中C兩端的電壓，作為電流信號，幾路電流信號（本例只有兩路）通過(guò)一個(gè)相同的電阻就得到了平均值均流母線(xiàn)，平均值均流母線(xiàn)電壓值與負載有關(guān)，表征負載電流的大小。

　　然后將每路采樣來(lái)的電流信號與母線(xiàn)電壓比較，得到誤差信號，去修正輸出電壓參考信號，從而對PWM控制器的占空比輸出進(jìn)行微調，達到均流和穩壓的目的。

　　5 實(shí)測結果

　　樣機是一臺DC5V輸入，2V/40A輸出的4路Buck并聯(lián)的開(kāi)關(guān)電源，工作頻率為200 kHz，帶上滿(mǎn)載進(jìn)行測量每一路電流輸出，均流效果好，誤差在2%以下，電源輸出穩定。當輸出電流越大，即大功率并聯(lián)的電源系統中，均流效果越好。

　　6 結語(yǔ)

　　這種方案使電流檢測很方便，能高效率、低成本、簡(jiǎn)單、方便地實(shí)現并聯(lián)系統的均流。

　　三、典型開(kāi)關(guān)電源保護電路

　　多數LED應用利用功率轉換和控制組件連接各種功率源，如交流電線(xiàn)、太陽(yáng)能電池板或電池，來(lái)控制LED驅動(dòng)裝置的功率耗散。對這些接口加以保護，防止它們因過(guò)流和過(guò)溫而受損，常常用到具有可復位能力的聚合物正溫度系數（PPTC）組件（圖）?？梢耘c功率輸入串聯(lián)一個(gè)PolySwitch LVR組件，防止因電氣短路、電路超載或用戶(hù)誤操作而受損。此外，放在輸入端上的金屬氧化物變阻（MOV）也有助于LED模塊內的過(guò)壓保護。典型開(kāi)關(guān)電源保護電路：

　　四、基于UC3842的反激式開(kāi)關(guān)電源設計

　　高頻開(kāi)關(guān)穩壓電源由于具有效率高、體積小、重量輕等突出優(yōu)點(diǎn)而得到了廣泛應用。傳統的開(kāi)關(guān)電源控制電路普遍為電壓型拓撲， 只有輸出電壓?jiǎn)伍]控制環(huán)路， 系統響應慢， 線(xiàn)性調整率精度偏低。隨著(zhù)PWM 技術(shù)的飛速發(fā)展產(chǎn)生的電流型模式拓撲很快被大家認同和廣泛應用。電流型控制系統是電壓電流雙閉環(huán)系統， 一個(gè)是檢測輸出電壓的電壓外環(huán)， 一個(gè)是檢測開(kāi)關(guān)管電流且具有逐周期限流功能的電流內環(huán)， 具有更好的電壓調整率和負載調整率， 穩定性和動(dòng)態(tài)特性也得到明顯改善。UC3842是一款單電源供電， 帶電流正向補償， 單路調制輸出的高性能固定頻率電流型控制集成芯片。本設計采用UC3842 制作一款1 kW 鉛酸電池充電器控制板用的輔助電源樣機， 并對其進(jìn)行工作環(huán)境下的測試。

　　1 UC3842 的工作原理

　　UC3842 內部組成框圖如圖1所示。其中： 1 腳是內部誤差放大器的輸出端， 通常此腳與2 腳之間接有反饋網(wǎng)絡(luò )， 以確定誤差放大器的增益和頻響。2 腳是反饋電壓輸入端， 將取樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端， 再與同相輸入端的基準電壓（ 一般為2.5 V） 進(jìn)行比較， 產(chǎn)生誤差電壓。3 腳是電流檢測輸入端， 與取樣電阻配合， 構成過(guò)流保護電路。當電源電壓異常時(shí)， 功率開(kāi)關(guān)管的電流增大， 當取樣電阻上的電壓超過(guò)1 V時(shí)， U C3842 就停止輸出， 可以有效地保護功率開(kāi)關(guān)管。4 腳外接鋸齒波振蕩器外部定時(shí)電阻與定時(shí)電容， 決定振蕩頻率。5 腳接地。6 腳是輸出端， 此腳為圖騰柱式輸出， 能提供±1A 的峰值電流， 可驅動(dòng)雙極型功率開(kāi)關(guān)管或MOSFET.7 腳接電源， 當供電電壓低于16 V 時(shí)， UC3842 不工作， 此時(shí)耗電在1 mA 以下。輸入電壓可以通過(guò)一個(gè)大阻值電阻從高壓降壓獲得。芯片工作后， 輸入電壓可在10~ 30 V 之間波動(dòng)， 低于10V 則停止工作。工作時(shí)耗電約為15 mA.8 腳是基準電壓輸出， 可輸出精確的5 V 基準電壓， 電流可達50mA.由圖1（ b） 可見(jiàn)， 它主要包括誤差放大器、PWM 比較器、PWM 鎖存器、振蕩器、內部基準電源和欠壓鎖定等單元。U C3842 的電壓調整率可達0.01% ， 工作頻率為500 kHz.

　　圖1 UC3842 管腳圖和內部結構圖

　　2 反激變換器的設計

　　此次設計的反激變換器是從1 kW 充電器全橋開(kāi)關(guān)電源初級側高壓直流部分取電作為輸入電壓。反激變換器預定技術(shù)指標如下。

　　輸入電壓： 240~ 380 V DC; 輸出電壓： 12 V DC; 輸出電流： 2 A； 紋波電壓： ±500 mV；輸出功率： 25 W；效率： 85% ；開(kāi)關(guān)頻率： 65 kHz；占空比：小于40%。

　　如圖2 所示， 電路由主電路、控制電路、啟動(dòng)電路和反饋電路4 部分組成。主電路采用單端反激式拓撲，它是升降壓斬波電路演變后加隔離變壓器構成的，該電路具有結構簡(jiǎn)單， 效率高， 輸入電壓范圍寬等優(yōu)點(diǎn)。工作模式選擇在斷續模式到臨界模式之間。功率開(kāi)關(guān)管選用N？？MOSFET STP9NK70ZFP（ 700 V， 5 A）。次級整流二極管選用肖特基二極管SR540（ 40 V， 5 A） 。