工程師不可不知的開(kāi)關(guān)電源關(guān)鍵設計（三）

　　控制電路是整個(gè)開(kāi)關(guān)電源的核心， 控制的好壞直接決定了電源整體性能。這個(gè)電路采用峰值電流型雙環(huán)控制，即在電壓閉環(huán)控制系統中加入峰值電流反饋控制。電路電流環(huán)控制采用UC3842 內部電流環(huán)，電壓外環(huán)采用T L431 和光耦PC817 構成的外部誤差放大器，誤差電壓直接送到UC3842 的1 腳。誤差電壓與電流比較器的同相輸入端3 腳經(jīng)采樣電阻采集到初級側電流進(jìn)行比較，從而調節輸出端脈沖寬度。2 腳接地。R4， C5 是UC3842 的定時(shí)元件， 決定UC3842 的工作頻率，此設計中R4= 5.6 kΩ ，C5= 3300 pF.當UC3842 的1 腳電壓低于1 V 時(shí)，輸出端將關(guān)閉；當3 腳上的電壓高于1 V 時(shí)，電流限幅電路將開(kāi)始工作，UC3842 的輸出脈沖中斷。開(kāi)關(guān)管上波形出現“打嗝”現象，從而可以實(shí)現過(guò)壓、欠壓、限流等保護功能。

　　圖2 系統原理圖

　　3 反饋回路參數的計算

　　反饋電路采用精密穩壓源TL431 和線(xiàn)性光耦PC817 構成外部誤差電壓放大器。并將輸出電壓和初級側隔離。如圖2 所示， R11、R12 是精密穩壓源的外接控制電阻， 決定輸出電壓的高低， 和T L431 一并組成外部誤差放大器。當輸出電壓Vo 升高時(shí)， 取樣電壓VR 13 也隨之升高， 設定電壓大于基準電壓（TL431 的基準電壓為2.5 V） ， 使TL431 內的誤差放大器的輸出電壓升高， 致使片內驅動(dòng)三極管的輸出電壓降低， 使輸出電壓Vo 下降， 最后V o 趨于穩定； 反之， 輸出電壓下降引起設定電壓下降， 當輸出電壓低于設定電壓時(shí)， 誤差放大器的輸出電壓下降， 片內驅動(dòng)三極管的輸出電壓升高， 最終使UC3842 的腳1 的補償輸入電流隨之變化， 促使片內對PWM 比較器進(jìn)行調節， 改變占空比， 達到穩壓的目的。

　　從TL431 技術(shù)資料可知， 參考輸入端的電流為2 μA， 為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響， 通常取流過(guò)電阻R13 的電流為T(mén) L431 參考輸入端電流的100 倍以上［ 6］ ， 所以：

　　這里選擇R13= 10 k Ω，根據TL431 的特性可以計算R12：

　　其中， TL431 參考輸入端電壓Uref= 2.5 V。

　　TL431 的工作電流Ika 范圍為1~ 150 mA， 當R9 的電流接近于零時(shí)， 必須保證I ka 至少為1 mA， 所以：

　　其中， 發(fā)光二極管的正向壓降Uf= 1.2 V。

　　UC3842 的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8 V《 Vo《 6 V， 三極管集射電流I c受發(fā)光二極管正向電流If 控制， 通過(guò)PC817 的Vce與I c關(guān)系曲線(xiàn)（ 圖3） 可以確定PC817 二極管正向電流I f 。由圖3可知， 當PC817 二極管正向電流I f 在7 mA 左右時(shí)， 三極管的集射電流I c在7 mA 左右變化， 而且集射電壓Vce 在很寬的范圍內線(xiàn)性變化， 符合UC3842 的控制要求。

　　圖3 PC817 集射極電壓Vce與二極管正向電流If 的關(guān)系圖

　　PC817 的電流傳輸比CTR= 0. 8~ 1. 6， 當I c= 7mA 時(shí)， 考慮最壞的情況， 取CT R= 0.8， 此時(shí)要求流過(guò)發(fā)光二極管最大電流：

　　所以：

　　其中， Uka為T(mén)L431 正常工作時(shí)的最低工作電壓， Uka = 2.5 V.發(fā)光二極管能承受的最大電流為50 mA，TL431 最大電流為150 mA， 故取流過(guò)R9 的最大電流為50 mA。

　　R9 的取值要同時(shí)滿(mǎn)足式（ 5） 和式（ 6） ， 即162《 R9《 949， 可以選用750Ω 。

　　4 基于MOS 管最大耐壓值的反激變壓器設計

　　由變換器預定技術(shù)指標可知變壓器初級側電壓Vdcmin= 240 V， Vdcmax= 380 V， 預設效率η= 85%， 工作頻率f = 65 kHz， 電源輸出功率P out= 25 W。

　　變壓器的輸入功率：

　　根據面積乘積法來(lái)確定磁芯型號， 為了留有一定裕量， 選用錳鋅鐵氧體磁芯EE25/ 20， 電感量系數A L=1 750 nH/ N2 ， 初始磁導率μi= 2 300， 有效截面積A e= 42. 2 mm2 。

　　因為所選的MOS 管的最大耐壓值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量條件下所允許的最大反射電壓：

　　最大占空比：

　　初級電流：

　　初級最大電感量：

　　其中， f 是開(kāi)關(guān)頻率， Hz.

　　初次級匝數比：

　　初級匝數：

　　其中， 磁感應強度Bw= 0？？ 23 T ; 由于此變換器設計在斷續工作模式k= 1（ 連續模式k= 0.5）。

　　磁芯氣隙：

　　次級匝數：

　　輔助繞組匝數：

　　其中， Va 是輔助繞組電壓， V 。

　　為了減小變壓器漏感， 采用夾心式繞法， 初級繞組分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 兩部分繞制， 如圖4 所示， Np1 繞在骨架最里層， 次級繞組N s繞在N p1和N p2之間， 輔助繞組繞Na 在最外層。

　　圖4 變壓器繞制示意圖

　5 樣機測試結果及分析

　　直流輸入電壓300 V 時(shí)所測結果如圖5 所示。

　　圖5 MOSFET柵源極電壓波形圖

　　從圖5 可以看出： 開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)脈沖前沿電壓比較陡峭， 電壓上升很快， 而且上升沿有一定過(guò)沖， 可以加快開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通， 驅動(dòng)電平適中， 滿(mǎn)足驅動(dòng)要求。開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)脈沖占空比隨著(zhù)負載的加大而增大， 以滿(mǎn)足輸出電壓的需要。帶載2 A 時(shí)， 占空比達到31.33% 。

　　圖6 MOSFET 漏源極間電壓波形圖

　　從圖6 可以看出： 當負載為額定負載2 A 時(shí)， 變換器可靠地工作在斷續模式。繼續加大負載可以看到變換器的工作狀態(tài)從斷續模式到連續模式的過(guò)渡過(guò)程。鉗位電路經(jīng)調試以后， 使漏源極電壓小于MOSFET的最大耐壓750 V， 并有一定余量， 從而保護了MOSET ， 延長(cháng)使用壽命。

　　如圖7 所示， PWM 控制器U C3842 從采樣電阻取得的流經(jīng)MOSFET 電流波形。2 A 額定負載下峰值0. 93 V， 小于1 V， 控制器內部限幅電路不工作， 變換器可以穩定工作。大于1 V 時(shí)， 控制器會(huì )關(guān)閉驅動(dòng)輸出， 變換器停止工作。實(shí)現過(guò)載保護功能。

　　圖7 3 腳C/ S 端電流檢測波形圖（ 帶載2 A 時(shí)）

　　從圖5 -圖7 可以看到， 從輕載到重載的負載條件過(guò)渡中， 所設計的變換器從電流斷續模式到電流臨界連續模式下工作。滿(mǎn)載效率87？？ 8%， 負載調整率2？？ 5% ，電壓調整率0？？ 056% 。測試結果證明樣機工作穩定可靠， 具有良好的靜動(dòng)態(tài)特性而且符合預定的性能指標。

　　五、開(kāi)關(guān)電源中浪涌電流抑制模塊的應用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時(shí)的電壓瞬時(shí)值為電源電壓峰值）上電，則會(huì )產(chǎn)生遠高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當濾波電容為470μF并且電源內阻較小時(shí)，第一個(gè)電流峰值將超過(guò)100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　浪涌電流會(huì )造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至會(huì )影響其他用電設備的工作以及使保護電路動(dòng)作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過(guò)程的浪涌電流沖擊下而非過(guò)載熔斷。為避免這類(lèi)現象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現過(guò)載時(shí)熔斷器不能熔斷，起不到保護整流器及用電電路的作用；過(guò)高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側加一負溫度系數熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負溫度系數熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來(lái)限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過(guò)電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡(jiǎn)單，但存在的問(wèn)題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時(shí)間間隔很短時(shí)，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價(jià)格低廉的微機電源或其他低成本電源。而在彩色電視機和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見(jiàn)的應用是彩色電視機，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內工作，其缺點(diǎn)是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實(shí)上整流器上電處于穩態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負作用，因此，在功率較大的開(kāi)關(guān)電源中，采用上電后經(jīng)一定延時(shí)后用一機械觸點(diǎn)或電子觸點(diǎn)將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復雜，占用體積較大。為使應用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開(kāi)關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開(kāi)關(guān)（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個(gè)相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個(gè)引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時(shí)間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結束后，模塊導通將限流電阻短路，這樣的上電過(guò)程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來(lái)很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設計者所希望的。