工程師不可不知的開(kāi)關(guān)電源關(guān)鍵設計（六）

牽涉到開(kāi)關(guān)電源技術(shù)設計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實(shí)，推出《工程師不可不知的開(kāi)關(guān)電源關(guān)鍵設計》系列六和工程師們一起分享，請各位繼續關(guān)注后續章節。

　　一、理想24VDC-220VDC車(chē)載開(kāi)關(guān)電源設計方案

　　摘要：為了適應車(chē)載用電設備的需求，采用推挽逆變-高頻變壓-全橋整流方案設計了24VDC輸入-220VDC輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法給出了高頻推挽變壓器的設計過(guò)程。在詳細分析推挽逆變工作原理的基礎上，給出了實(shí)際設計中的注意事項。實(shí)驗結果表明該方案是一種理想的車(chē)載DC-DC變換器設計方案。

　　隨著(zhù)現代汽車(chē)用電設備種類(lèi)的增多，功率等級的增加，所需要電源的型式越來(lái)越多，包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開(kāi)關(guān)變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過(guò)DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，后級再經(jīng)過(guò)DC-AC變換器轉換為工頻交流電源或變頻調壓電源。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。推挽逆變電路以其結構簡(jiǎn)單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛應用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場(chǎng)合；同時(shí)全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點(diǎn)，因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案，設計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設計相應的推挽變壓器。

　　1、推挽逆變的工作原理

　　圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲。通過(guò)控制兩個(gè)開(kāi)關(guān)管S1和S2以相同的開(kāi)關(guān)頻率交替導通，且每個(gè)開(kāi)關(guān)管的占空比d均小于50%，留出一定死區時(shí)間以避免S1和S2同時(shí)導通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過(guò)變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過(guò)由反向快速恢復二極管FRD構成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開(kāi)關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI，而電流則是額定電流，所以， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場(chǎng)合。

　　當S1開(kāi)通時(shí)，其漏源電壓 uDS1只是一個(gè)開(kāi)關(guān)管的導通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0，而此時(shí)由于在繞組中會(huì )產(chǎn)生一個(gè)感應電壓，并且根據變壓器初級繞組的同名端關(guān)系，該感應電壓也會(huì )疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時(shí)承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實(shí)際中，變壓器的漏感會(huì )產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱(chēng)為吸收電路，用來(lái)抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反并聯(lián)上續流二極管FWD。

　　2、開(kāi)關(guān)變壓器的設計

　　采用面積乘積（AP）法進(jìn)行設計。對于推挽逆變工作開(kāi)關(guān)電源，原邊供電電壓UI=24V，副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V，輸出電流IO=3A，開(kāi)關(guān)頻率fs=25kHz，初定變壓器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

　?。?）計算總視在功率PT.設反向快速恢復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

　　3、推挽逆變的問(wèn)題分析

　　3.1能量回饋

　　主電路導通期間，原邊電流隨時(shí)間而增加，導通時(shí)間由驅動(dòng)電路決定。

　　圖2（a）為S1導通、S2關(guān)斷時(shí)的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過(guò)S1流入電源UI負極，即地，此時(shí)FWD1不導通；當S1關(guān)斷時(shí)，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過(guò)變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時(shí)與S2并聯(lián)的能量恢復二極管FWD2還未導通，電路中并沒(méi)有電流流過(guò)，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負的感生電壓。如圖2（b）；FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去，如圖2（c），箭頭指向為能量回饋的方向。

　　3.2各點(diǎn)波形分析

　　當某一PWN信號的下降沿來(lái)臨時(shí)，其控制的開(kāi)關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產(chǎn)生沖擊電壓，大于2UI，因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩定在2UI附近。

　　當S1的PWN 信號下降沿來(lái)臨，S1關(guān)斷，漏極產(chǎn)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路，此時(shí)S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流，見(jiàn)圖4。

　　4、實(shí)驗與分析

　　4.1 原理設計

　　圖5為簡(jiǎn)化后的主電路。輸入24V 直流電壓，經(jīng)過(guò)大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個(gè)抽頭分別接兩個(gè)全控型開(kāi)關(guān)器件IGBT，并在此之間加入RC吸收電路，構成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過(guò)分壓支路得到反饋電壓信號UOUT。

　　以CA3524芯片為核心，構成控制電路。通過(guò)調節6、7管腳間的電阻和電容值來(lái)調節全控型開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號，并通過(guò)驅動(dòng)電路，分別交替控制兩個(gè)全控型開(kāi)關(guān)器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過(guò)調節電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內部運放一起構成PI調節器，調節PWM脈沖占空比，以達到穩定輸出電壓220V的目的。

　　4.2 結果與分析

　　實(shí)驗結果表面，輸出電壓穩定在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能達到近600W，系統效率基本穩定在80%，達到預期效果。其中，由于IGBT效率損耗較大導致系統效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET，系統效率會(huì )至少上升10%~15%.

　　注意事項：

　?。?） 變壓器初級繞組在正、反兩個(gè)方向激勵時(shí)，由于相應的伏秒積不相等，會(huì )使磁芯的工作磁化曲線(xiàn)偏離原點(diǎn)，這一偏磁現象與開(kāi)關(guān)管的選擇有關(guān)，原因是開(kāi)關(guān)管反向恢復時(shí)間的不同》 可導致伏秒積的不同。

　?。?）實(shí)驗中，隨著(zhù)輸入電壓的微幅增高，系統損耗隨之增大，主要原因是變壓器磁芯產(chǎn)生較大的渦流損耗，系統效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長(cháng)渦流所經(jīng)的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。

　　5、結論

　　推挽電路特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場(chǎng)合，并利用AP法設計了一種高頻推挽變壓器。實(shí)驗結果表明推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的方案達到了預期的效果，使輸出電壓穩定在220V并具有一定的輸出硬度，效率達到80%，為現代汽車(chē)電源的發(fā)展提供了一定的發(fā)展空間。

二、開(kāi)關(guān)電源保護電路的研究

　　1引言

　　評價(jià)開(kāi)關(guān)電源的質(zhì)量指標應該是以安全性、可靠性為第一原則。在電氣技術(shù)指標滿(mǎn)足正常使用要求的條件下，為使電源在惡劣環(huán)境及突發(fā)故障情況下安全可靠地工作，必須設計多種保護電路，比如防浪涌的軟啟動(dòng)，防過(guò)壓、欠壓、過(guò)熱、過(guò)流、短路、缺相等保護電路。同時(shí)，在同一開(kāi)關(guān)電源電路中，設計多種保護電路的相互關(guān)聯(lián)和應注意的問(wèn)題也要引起足夠的重視。

　　2 防浪涌軟啟動(dòng)電路

　　開(kāi)關(guān)電源的輸入電路大都采用電容濾波型整流電路，在進(jìn)線(xiàn)電源合閘瞬間，由于電容器上的初始電壓為零，電容器充電瞬間會(huì )形成很大的浪涌電流，特別是大功率開(kāi)關(guān)電源，采用容量較大的濾波電容器，使浪涌電流達100A以上。在電源接通瞬間如此大的浪涌電流，重者往往會(huì )導致輸入熔斷器燒斷或合閘開(kāi)關(guān)的觸點(diǎn)燒壞，整流橋過(guò)流損壞；輕者也會(huì )使空氣開(kāi)關(guān)合不上閘［4］。上述現象均會(huì )造成開(kāi)關(guān)電源無(wú)法正常工作，為此幾乎所有的開(kāi)關(guān)電源都設置了防止流涌電流的軟啟動(dòng)電路，以保證電源正常而可靠運行。防浪涌軟啟動(dòng)電路通常有晶閘管保護法和繼電器保護法兩大類(lèi)。

　?。?） 晶閘管保護法

　　圖1是采用晶閘管V和限流電阻R1組成的防浪涌電流電路。在電源接通瞬間，輸入電壓經(jīng)整流橋（D1～D4）和限流電阻R1對電容器C充電，限制浪涌電流。當電容器C充電到約80%額定電壓時(shí)，逆變器正常工作。經(jīng)主變壓器輔助繞組產(chǎn)生晶閘管的觸發(fā)信號，使晶閘管導通并短路限流電阻R1，開(kāi)關(guān)電源處于正常運行狀態(tài)。

　　圖1采用晶閘管和限流電阻組成的防浪涌電流電路

　?。?）繼電器保護法

　　圖2是采用繼電器K和限流電阻R1構成的防浪涌電流電路。電源接通瞬間，輸入電壓經(jīng)整流（D1～D4）和限流電阻R1對濾波電容器C1充電，防止接通瞬間的浪涌電流，同時(shí)輔助電源Vcc經(jīng)電阻R2對并接于繼電器K線(xiàn)包的電容器C2充電，當C2上的電壓達到繼電器K的動(dòng)作電壓時(shí)，K動(dòng)作，其觸點(diǎn)K1.1閉合而旁路限流電阻R1，電源進(jìn)入正常運行狀態(tài)。限流的延遲時(shí)間取決于時(shí)間常數（R2C2），通常選取為0.3～0.5s。為了提高延遲時(shí)間的準確性及防止繼電器動(dòng)作抖動(dòng)振蕩，延遲電路可采用圖3所示電路替代R2C2延遲電路。

　　3 過(guò)壓、欠壓及過(guò)熱保護電路

　　進(jìn)線(xiàn)電源過(guò)壓及欠壓對開(kāi)關(guān)電源造成的危害，主要表現在器件因承受的電壓及電流能力超出正常使用的范圍而損壞，同時(shí)因電氣性能指標被破壞而不能滿(mǎn)足要求。因此對輸入電源的上限和下限要有所限制，為此采用過(guò)壓、欠壓保護以提高電源的可靠性和安全性。

　　溫度是影響電源設備可靠性的最重要因素。根據有關(guān)資料分析表明［5］，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10%，溫升50℃時(shí)的工作壽命只有溫升25℃時(shí)的1/6，為了避免功率器件過(guò)熱造成損壞，在開(kāi)關(guān)電源中亦需要設置過(guò)熱保護電路。

　　圖4　 過(guò)壓、欠壓、過(guò)熱保護電路

　　圖4是僅用一個(gè)4比較器LM339及幾個(gè)分立元器件構成的過(guò)壓、欠壓、過(guò)熱保護電路。取樣電壓可以直接從輔助控制電源整流濾波后取得，它反映輸入電源電壓的變化，比較器共用一個(gè)基準電壓，N1.1為欠壓比較器，N1.2為過(guò)壓比較器，調整R1可以調節過(guò)、欠壓的動(dòng)作閾值。N1.3為過(guò)熱比較器，RT為負溫度系數的熱敏電阻，它與R7構成分壓器，緊貼于功率開(kāi)關(guān)器件IGBT的表面，溫度升高時(shí)，RT阻值下降，適當選取R7的阻值，使N1.3在設定的溫度閾值動(dòng)作。N1.4用于外部故障應急關(guān)機，當其正向端輸入低電平時(shí)，比較器輸出低電平封鎖PWM驅動(dòng)信號。由于4個(gè)比較器的輸出端是并聯(lián)的，無(wú)論是過(guò)壓、欠壓、過(guò)熱任何一種故障發(fā)生，比較器輸出低電平，封鎖驅動(dòng)信號使電源停止工作，實(shí)現保護。如將電路稍加變動(dòng)，亦可使比較器輸出高電平封鎖驅動(dòng)信號。

　　4 缺相保護電路

　　由于電網(wǎng)自身原因或電源輸入接線(xiàn)不可靠，開(kāi)關(guān)電源有時(shí)會(huì )出現缺相運行的情況，且掉相運行不易被及時(shí)發(fā)現。當電源處于缺相運行時(shí)，整流橋某一臂無(wú)電流，而其它臂會(huì )嚴重過(guò)流造成損壞，同時(shí)使逆變器工作出現異常，因此，必須對缺相進(jìn)行保護。檢測電網(wǎng)缺相通常采用電流互感器或電子缺相檢測電路。由于電流互感器檢測成本高、體積大，故開(kāi)關(guān)電源中一般采用電子缺相保護電路。圖5是一個(gè)簡(jiǎn)單的缺相保護電路。三相平衡時(shí)，R1～R3結點(diǎn)H電位很低，光耦合輸出近似為零電平。當缺相時(shí)，H點(diǎn)電位抬高，光耦輸出高電平，經(jīng)比較器進(jìn)行比較，輸出低電平，封鎖驅動(dòng)信號。比較器的基準可調，以便調節缺相動(dòng)作閾值。該缺相保護適用于三相四線(xiàn)制，而不適用于三相三線(xiàn)制。電路稍加變動(dòng)，亦可用高電平封鎖PWM信號。

　　圖5　三相四線(xiàn)制的缺相保護電路

　　圖6是一種用于三相三線(xiàn)制電源缺相保護電路，A、B、C缺任何一相，光耦器輸出電平低于比較器的反相輸入端的基準電壓，比較器輸出低電平，封鎖PWM驅動(dòng)信號，關(guān)閉電源。比較器輸入極性稍加變動(dòng)，亦可用高電平封鎖PWM信號。這種缺相保護電路采用光耦隔離強電，安全可靠，RP1、RP2用于調節缺相保護動(dòng)作閾值。

　　圖6 三相三線(xiàn)制的缺相保護電路

　　5 短路保護

　　開(kāi)關(guān)電源同其它電子裝置一樣，短路是最嚴重的故障，短路保護是否可靠，是影響開(kāi)關(guān)電源可靠性的重要因素。IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）兼有場(chǎng)效應晶體管輸入阻抗高、驅動(dòng)功率小和雙極型晶體管電壓、電流容量大及管壓降低的特點(diǎn)，是目前中、大功率開(kāi)關(guān)電源最普遍使用的電力電子開(kāi)關(guān)器件［6］。IGBT能夠承受的短路時(shí)間取決于它的飽和壓降和短路電流的大小，一般僅為幾μs至幾十μs。短路電流過(guò)大不僅使短路承受時(shí)間縮短，而且使關(guān)斷時(shí)電流下降率 過(guò)大，由于漏感及引線(xiàn)電感的存在，導致IGBT集電極過(guò)電壓，該過(guò)電壓可使IGBT鎖定失效，同時(shí)高的過(guò)電壓會(huì )使IGBT擊穿。因此，當出現短路過(guò)流時(shí)，必須采取有效的保護措施。

　　為了實(shí)現IGBT的短路保護，則必須進(jìn)行過(guò)流檢測。適用IGBT過(guò)流檢測的方法，通常是采用霍爾電流傳感器直接檢測IGBT的電流Ic，然后與設定的閾值比較，用比較器的輸出去控制驅動(dòng)信號的關(guān)斷；或者采用間接電壓法，檢測過(guò)流時(shí)IGBT的電壓降Vce，因為管壓降含有短路電流信息，過(guò)流時(shí)Vce增大，且基本上為線(xiàn)性關(guān)系，檢測過(guò)流時(shí)的Vce并與設定的閾值進(jìn)行比較，比較器的輸出控制驅動(dòng)電路的關(guān)斷。

　　在短路電流出現時(shí)，為了避免關(guān)斷電流的 過(guò)大形成過(guò)電壓，導致IGBT鎖定無(wú)效和損壞，以及為了降低電磁干擾，通常采用軟降柵壓和軟關(guān)斷綜合保護技術(shù)。

　　在設計降柵壓保護電路時(shí)，要正確選擇降柵壓幅度和速度，如果降柵壓幅度大（比如7.5V），降柵壓速度不要太快，一般可采用2μs下降時(shí)間的軟降柵壓，由于降柵壓幅度大，集電極電流已經(jīng)較小，在故障狀態(tài)封鎖柵極可快些，不必采用軟關(guān)斷；如果降柵壓幅度較?。ū热?V以下），降柵速度可快些，而封鎖柵壓的速度必須慢，即采用軟關(guān)斷，以避免過(guò)電壓發(fā)生。

　　為了使電源在短路故障狀態(tài)不中斷工作，又能避免在原工作頻率下連續進(jìn)行短路保護產(chǎn)生熱積累而造成IGBT損壞，采用降柵壓保護即可不必在一次短路保護立即封鎖電路，而使工作頻率降低（比如1Hz左右），形成間歇“打嗝”的保護方法，故障消除后即恢復正常工作。下面是幾種IGBT短路保護的實(shí)用電路及工作原理。

　?。?）利用IGBT的Vce設計過(guò)流保護電路

　　圖7　 采用IGBT過(guò)流時(shí)Vce增大的原理進(jìn)行保護

　　圖7是利用IGBT過(guò)流時(shí)Vce增大的原理進(jìn)行保護的電路，用于專(zhuān)用驅動(dòng)器EXB841。EXB841內部電路能很好地完成降柵及軟關(guān)斷，并具有內部延遲功能，以消除干擾產(chǎn)生的誤動(dòng)作。含有IGBT過(guò)流信息的Vce不直接送至EXB841的集電極電壓監視腳6，而是經(jīng)快速恢復二極管VD1，通過(guò)比較器IC1輸出接至EXB841的腳6，其目的是為了消除VD1正向壓降隨電流不同而異，采用閾值比較器，提高電流檢測的準確性。如果發(fā)生過(guò)流，驅動(dòng)器EXB841的低速切斷電路慢速關(guān)斷IGBT，以避免集電極電流尖峰脈沖損壞IGBT器件。

　?。?）　利用電流傳感器設計過(guò)流保護電路

　　圖8　利用電流傳感器進(jìn)行過(guò)流保護

　　圖8（a）是利用電流傳感器進(jìn)行過(guò)流檢測的IGBT保護電路，電流傳感器（SC）初級（1匝）串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過(guò)流信號經(jīng)整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準電壓進(jìn)行比較，IC1的輸出送至具有正反饋的比較器IC2，其輸出接至PWM控制器UC3525的輸出控制腳10。不過(guò)流時(shí)，VAVref，VB為高電平，C3充電使VC》Vref，IC2輸出高電平（大于1.4V），關(guān)閉PWM控制電路。因無(wú)驅動(dòng)信號，IGBT關(guān)閉，而電源停止工作，電流傳感器無(wú)電流流過(guò)，使VA參數，使PWM驅動(dòng)信號關(guān)閉時(shí)間t2》》t1，可保證電源進(jìn)入睡眠狀態(tài)。正反饋電阻R7保證IC2只有高、低電平兩種狀態(tài)，D5，R1，C3充放電電路，保證IC2輸出不致在高、低電平之間頻繁變化，即IGBT不致頻繁開(kāi)通、關(guān)斷而損壞。

　?。?）　綜合過(guò)流保護電路

　　圖9是利用IGBT（V1）過(guò)流集電極電壓檢測和電流傳感器檢測的綜合保護電路，電路工作原理是：負載短路（或IGBT因其它故障過(guò)流）時(shí)，V1的Vce增大，V3門(mén)極驅動(dòng)電流經(jīng)R2，R3分壓器使V3導通，IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制IGBT峰值電流幅度，同時(shí)經(jīng)R5C3延遲使V2導通，送去軟關(guān)斷信號。另一方面，在短路時(shí)經(jīng)電流傳感器檢測短路電流，經(jīng)比較器IC1輸出的高電平使V3導通進(jìn)行降柵壓，V2導通進(jìn)行軟關(guān)斷。

　　此外，還可以應用檢測IGBT集電極電壓的過(guò)流保護原理，采用軟降柵壓、軟關(guān)斷及降低工作頻率保護技術(shù)的短路保護電路［7、8］，這里不作祥細介紹了，有興趣的讀者請參考文獻［1］。開(kāi)關(guān)電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環(huán)境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關(guān)重要。驗收技術(shù)指標時(shí)，應對保護功能進(jìn)行驗證。

　　開(kāi)關(guān)電源的保護方案和電路結構具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結構，以使得在故障條件下真正有效地實(shí)現保護。

　　圖9　　綜合過(guò)流保護電路

　　6 結束語(yǔ)

　　開(kāi)關(guān)電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環(huán)境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關(guān)重要。驗收技術(shù)指標時(shí)，應對保護功能進(jìn)行驗證。

　　開(kāi)關(guān)電源的保護方案和電路結構具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結構，以使得在故障條件下真正有效地實(shí)現保護。

　　開(kāi)關(guān)電源保護電路設計完成后，必須先對開(kāi)關(guān)電源進(jìn)行老化實(shí)驗，再驗證各種保護電路的功能。

　　三、開(kāi)關(guān)電源的穩定性設計

　　引言

　　眾所周知，任何閉環(huán)系統在增益為單位增益，且內部隨頻率變化的相移為360°時(shí)，該閉環(huán)控制系統都會(huì )存在不穩定的可能性。因此幾乎所有的開(kāi)關(guān)電源都有一個(gè)閉環(huán)反饋控制系統，從而能獲得較好的性能。在負反饋系統中，控制放大器的連接方式有意地引入了180°相移，如果反饋的相位保持在180°以?xún)?，那么控制環(huán)路將總是穩定的。當然，在現實(shí)中這種情況是不會(huì )存在的，由于各種各樣的開(kāi)關(guān)延時(shí)和電抗引入了額外的相移，如果不采用適合的環(huán)路補償，這類(lèi)相移同樣會(huì )導致開(kāi)關(guān)電源的不穩定。

　　1 穩定性指標

　　衡量開(kāi)關(guān)電源穩定性的指標是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB時(shí)所對應的相位。增益裕度是指：相位為零時(shí)所對應的增益大?。▽?shí)際是衰減）。在實(shí)際設計開(kāi)關(guān)電源時(shí)，只在設計反激變換器時(shí)才考慮增益裕度，設計其它變換器時(shí)，一般不使用增益裕度。

　　在開(kāi)關(guān)電源設計中，相位裕度有兩個(gè)相互獨立作用：一是可以阻尼變換器在負載階躍變化時(shí)出現的動(dòng)態(tài)過(guò)程；另一個(gè)作用是當元器件參數發(fā)生變化時(shí)，仍然可以保證系統穩定。相位裕度只能用來(lái)保證“小信號穩定”。在負載階躍變化時(shí)，電源不可避免要進(jìn)入“大信號穩定”范圍。工程中我們認為在室溫和標準輸入、正常負載條件下，環(huán)路的相位裕度要求大于45°。在各種參數變化和誤差情況下，這個(gè)相位裕度足以確保系統穩定。如果負載變化或者輸入電壓范圍變化非常大，考慮在所有負載和輸入電壓下環(huán)路和相位裕度應大于30°。

　　如圖l所示為開(kāi)關(guān)電源控制方框示意圖，開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)路由以下3部分構成。

　?。?）功率變換器部分，主要包含方波驅動(dòng)功率開(kāi)關(guān)、主功率變壓器和輸出濾波器；

　?。?）脈沖寬度調節部分，主要包含PWM脈寬比較器、圖騰柱功率放大；

　?。?）采樣、控制比較放大部分，主要包含輸出電壓采樣、比較、放大（如TL431）、誤差放大傳輸（如光電耦合器）和PWM集成電路內部集成的電壓比較器（這些放大器的補償設計最大程度的決定著(zhù)開(kāi)關(guān)電源系統穩定性，是設計的重點(diǎn)和難點(diǎn)）。

　　2 穩定性分析

　　如圖1所示，假如在節點(diǎn)A處引入干擾波。此方波所包含的能量分配成無(wú)限列奇次諧波分量。如果檢測到真實(shí)系統對不斷增大的諧波有響應，則可以看出增益和相移也隨著(zhù)頻率的增加而改變。如果在某一頻率下增益等于l且總的額外相移為180°（此相移加上原先設定的180°相移，總相移量為360°），那么將會(huì )有足夠的能量返回到系統的輸入端，且相位與原相位相同，那么干擾將維持下去，系統在此頻率下振蕩。如圖2所示，通常情況下，控制放大器都會(huì )采用反饋補償元器件Z2減少更高頻率下的增益，使得開(kāi)關(guān)電源在所有頻率下都保持穩定。

　　波特圖對應于小信號（理論上的小信號是無(wú)限小的）擾動(dòng)時(shí)系統的響應；但是如果擾動(dòng)很大，系統的響應可能不是由反饋的線(xiàn)性部分決定的，而可能是由非線(xiàn)性部分決定的，如運放的壓擺率、增益帶寬或者電路中可能達到的最小、最大占空比等。當這些因素影響系統響應時(shí)，原來(lái)的系統就會(huì )表現為非線(xiàn)性，而且傳遞函數的方法就不能繼續使用了。因此，雖然小信號穩定是必須滿(mǎn)足的，但還不足以保證電源的穩定工作。因此，在設計電源環(huán)路補償時(shí)，不但要考慮信號電源系統的響應特性，還要處理好電源系統的大信號響應特性。電源系統對大信號響應特性的優(yōu)劣可以通過(guò)負載躍變響應特性和輸入電壓躍變響應特性來(lái)判斷，負載躍變響應特性和輸入電壓躍變響應特性存在很強的連帶關(guān)系，負載躍變響應特性好，則輸入電壓躍變響應特性一定好。

　　對開(kāi)關(guān)電源環(huán)路穩定性判據的理論分析是很復雜的，這是因為傳遞函數隨著(zhù)負載條件的改變而改變。各種不同線(xiàn)繞功率元器件的有效電感值通常會(huì )隨著(zhù)負載電流而改變。此外，在考慮大信號瞬態(tài)的情況下，控制電路工作方式轉變?yōu)榉蔷€(xiàn)性工作方式，此時(shí)僅用線(xiàn)性分析將無(wú)法得到完整的狀態(tài)描述。下面詳細介紹通過(guò)對負載躍變瞬態(tài)響應波形分析來(lái)判斷開(kāi)關(guān)電源環(huán)路穩定性。

3 穩定性測試

　　測試條件：

　?。?）無(wú)感電阻；

　?。?）負載變化幅度為10％~100％；

　?。?）負載開(kāi)關(guān)頻率可調（在獲得同樣理想響應波形的條件下，開(kāi)關(guān)頻率越高越好）；

　?。?）限定負載開(kāi)關(guān)電流變化率為5A／μs或者2A/μs，沒(méi)有聲明負載電流大小和變化率的瞬態(tài)響應曲線(xiàn)圖形無(wú)任何意義。

　　圖3（a）為瞬變負載波形。

　　圖3（b）為阻尼響應，控制環(huán)在瞬變邊緣之后帶有振蕩。說(shuō)明擁有這種響應電源的增益裕度和相位裕度都很小，且只能在某些特定條件下才能穩定。因此，要盡量避免這種類(lèi)型的響應，補償網(wǎng)絡(luò )也應該調整在稍低的頻率下滑離。

　　圖3（c）為過(guò)阻尼響應，雖然比較穩定，但是瞬態(tài)恢復性能并非最好?；x頻率應該增大。

　　圖3（d）為理想響應波形，接近最優(yōu)情況，在絕大多數應用中，瞬態(tài)響應穩定且性能優(yōu)良，增益裕度和相位裕度充足。