工程師不可不知的開(kāi)關(guān)電源關(guān)鍵設計（六）

　　對于正向和負向尖峰，對稱(chēng)的波形是同樣需要的，因此從它可以看出控制部分和電源部分在控制內有中心線(xiàn)，且在負載的增大和減少的情況下它們的擺動(dòng)速率是相同的。

　　上面介紹了開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)路的兩個(gè)穩定性判據，就是通過(guò)波特圖判定小信號下開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)路的相位裕度和通過(guò)負載躍變瞬態(tài)響應波形判定大信號下開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)路的穩定性。下面介紹四種控制環(huán)路穩定性的設計方法。

　　4 穩定性設計方法

　　4．1 分析法

　　根據閉環(huán)系統的理論、數學(xué)及電路模型進(jìn)行分析（計算機仿真）。實(shí)際上進(jìn)行總體分析時(shí)，要求所有的參數要精確地等于規定值是不大可能的，尤其是電感值，在整個(gè)電流變化范圍內，電感值不可能保持常數。同樣，能改變系統線(xiàn)性工作的較大瞬態(tài)響應也是很難預料到的。

　　4．2 試探法

　　首先測量好脈寬調整器和功率變換器部分的傳遞特性，然后用“差分技術(shù)”來(lái)確定補償控制放大器所必須具有的特性。

　　要想使實(shí)際的放大器完全滿(mǎn)足最優(yōu)特性是不大可能的，主要的目標是實(shí)現盡可能地接近。具體步驟如下：

　?。?）找到開(kāi)環(huán)曲線(xiàn)中極點(diǎn)過(guò)零處所對應的頻率，在補償網(wǎng)絡(luò )中相應的頻率周?chē)幰肓泓c(diǎn)，那么在直到等于穿越頻率的范圍內相移小于315°（相位裕度至少為45°）；

　?。?）找到開(kāi)環(huán)曲線(xiàn)中EsR零點(diǎn)對應的頻率，在補償網(wǎng)絡(luò )中相應的頻率周?chē)幰霕O點(diǎn)（否則這些零點(diǎn)將使增益特性變平，且不能按照期望下降）；

　?。?）如果低頻增益太低，無(wú)法得到期望的直流校正那么可以引入一對零極點(diǎn)以提高低頻下的增益。

　　大多數情況下，需要進(jìn)行“微調”，最好的辦法是采用瞬態(tài)負載測量法。

　　4. 3 經(jīng)驗法

　　采用這種方法，是控制環(huán)路采用具有低頻主導極點(diǎn)的過(guò)補償控制放大器組成閉環(huán)來(lái)獲得初始穩定性。然后采用瞬時(shí)脈沖負載方法來(lái)補償網(wǎng)絡(luò )進(jìn)行動(dòng)態(tài)優(yōu)化，這種方法快而有效。其缺點(diǎn)是無(wú)法確定性能的最優(yōu)。

　　4．4 計算和測量結合方法

　　綜合以上三點(diǎn)，主要取決于設計人員的技能和經(jīng)驗。

　　對于用上述方法設計完成的電源可以用下列方法測量閉環(huán)開(kāi)關(guān)電源系統的波特圖，測量步驟如下。

　　如圖4所示為測量閉環(huán)電源系統波特圖的增益和相位時(shí)采用的一個(gè)常用方法，此方法的特點(diǎn)是無(wú)需改動(dòng)原線(xiàn)路。

　　如圖4所示，振蕩器通過(guò)變壓器T1引入一個(gè)很小的串聯(lián)型電壓V3至環(huán)路。流入控制放大器的有效交流電壓由電壓表V1測量，輸出端的交流電壓則由電壓表V2測量（電容器C1和C2起隔直流電流的作用）。V2/V1（以分貝形式）為系統的電壓增益。相位差就是整個(gè)環(huán)路的相移（在考慮到固定的180°負反饋反相位之后）。

　　輸入信號電平必須足夠小，以使全部控制環(huán)路都在其正常的線(xiàn)性范圍內工作。

　　4．5 測量設備

　　波特圖的測量設備如下：

　?。?）一個(gè)可調頻率的振蕩器V3，頻率范圍從10Hz（或更低）到50kHz（或更高）；

　?。?）兩個(gè)窄帶且可選擇顯示峰值或有效值的電壓表V1和V2，其適用頻率與振蕩器頻率范圍相同；

　?。?）專(zhuān)業(yè)的增益及相位測量?jì)x表。

　　測試點(diǎn)的選擇：理論上講，可以在環(huán)路的任意點(diǎn)上進(jìn)行伯特圖測量，但是，為了獲得好的測量度，信號注入節點(diǎn)的選擇時(shí)必須兼顧兩點(diǎn)：電源阻抗較低且下一級的輸入阻抗較高。而且，必須有一個(gè)單一的信號通道。實(shí)踐中，一般可把測量變壓器接入到圖4或圖5控制環(huán)路中接入測量變壓器的位置。

　　圖4中T1的位置滿(mǎn)足了上述的標準。電源阻抗（在信號注入的方向上）是電源部分的低輸出阻抗，而下一級的輸入阻抗是控制放大器A1的高輸入阻抗。圖5中信號注入的第二個(gè)位置也同樣滿(mǎn)足這一標準，它位于圖5中低輸出的放大器A1和高輸入阻抗的脈寬調制器之間。

　　5 最佳拓撲結構

　　無(wú)論是國外還是國內DC／DC電源線(xiàn)路的設計，就隔離方式來(lái)講都可歸結為兩種最基本的形式：前置啟動(dòng)+前置PWM控制和后置隔離啟動(dòng)+后置PWM控制。具體結構框圖如圖6和圖7所示。

　　國內外DC／DC電源設計大多采用前置啟動(dòng)+前置PWM控制方式，后級以開(kāi)關(guān)形式將采樣比較的誤差信號通過(guò)光電耦合器件隔離傳輸到前級PWM電路進(jìn)行脈沖寬度的調節，進(jìn)而實(shí)現整體DC／DC電源穩壓控制。如圖6所示，前置啟動(dòng)+前置PWM控制方式框圖所示，輸出電壓的穩定過(guò)程是：輸出誤差采樣→比較→放大→光隔離傳輸→PWM電路誤差比較→PWM調寬→輸出穩壓。Interpoint公司的MHF+系列、SMHF系列、MSA系列、MHV系列等等產(chǎn)品都屬于此種控制方式。此類(lèi)拓撲結構電源產(chǎn)品就環(huán)路穩定性補償設計主要集中在如下各部分：

　?。?）以集成電路U2為核心的采樣、比較電路的環(huán)路補償設計；

　?。?）以前置PWM集成電路內部電壓比較器為核心的環(huán)路補償設計；

　?。?）輸出濾波器設計主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環(huán)路穩定性補償設計時(shí)僅供參考；

　?。?）其它部分如功率管驅動(dòng)、主功率變壓器等，在隔離式電源環(huán)路穩定性補償設計時(shí)可以不必考慮。

　　而如圖7所示，后置隔離啟動(dòng)+后置PWM控制方式框圖，輸出電壓的穩定過(guò)程是：輸出誤差采樣→PWM電路誤差比較→PWM調寬→隔離驅動(dòng)→輸出穩壓。此類(lèi)拓撲結構電源產(chǎn)品就環(huán)路穩定性補償設計主要集中在如下各部分：

　?。?）以后置PWM集成電路內部電壓比較器為核心的環(huán)路補償設計；

　?。?）輸出濾波器設計主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環(huán)路穩定性補償設計時(shí)僅供參考。

　?。?）其它部分如隔離啟動(dòng)、主功率變壓器等，在隔離式電源環(huán)路穩定性補償設計時(shí)可以不必考慮。

　　比較圖6和圖7控制方式和環(huán)路穩定性補償設計可知，圖7后置隔離啟動(dòng)+后置PWM控制方式的優(yōu)點(diǎn)如下：

　?。?）減少了后級采樣、比較、放大和光電耦合，控制環(huán)路簡(jiǎn)捷；

　?。?）只需對后置PWM集成電路內部電壓比較器進(jìn)行環(huán)路補償設計，控制環(huán)路的響應頻率較寬；

　?。?）相位裕度大；

　?。?）負載瞬態(tài)特性好；

　?。?）輸入瞬態(tài)特性好；

　?。?）抗輻照能力強。實(shí)驗證明光電耦合器件即使進(jìn)行了抗輻照加固其抗輻照總劑量也不會(huì )大于2x104Rad（Si），不適合航天電源高可靠、長(cháng)壽命的應用要求。

　　6 結語(yǔ)

　　開(kāi)關(guān)電源設計重點(diǎn)有兩點(diǎn)：一是磁路設計，重點(diǎn)解決的是從輸入到輸出的電壓及功率變換問(wèn)題。二是穩定性設計，重點(diǎn)解決的是輸出電壓的品質(zhì)問(wèn)題。開(kāi)關(guān)電源穩定性設計的好壞直接決定著(zhù)開(kāi)關(guān)電源啟動(dòng)特性、輸入電壓躍變響應特性、負載躍變響應特性、高低溫穩定性、生產(chǎn)和調試難易度。將上述開(kāi)關(guān)電源穩定性設計方法和結論應用到開(kāi)關(guān)電源的研發(fā)工作中去，定能事半功倍。

四、基于UC3875的全橋軟開(kāi)關(guān)直流電源設計

　　PWM是英文“Pulse Width Modulation”的縮寫(xiě)，簡(jiǎn)稱(chēng)脈寬調制，是利用微處理器的數字輸出來(lái)對模擬電路進(jìn)行控制的一種非常有效的技術(shù)，廣泛應用在從測量、通信到功率控制與變換的許多領(lǐng)域中。UCC3895是美國德州儀器公司生產(chǎn)的移相諧振全橋軟開(kāi)關(guān)控制器，該系列控制器采用了先進(jìn)的BCDMOS技術(shù)。 UCC3895在基本功能上與UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同時(shí)增加了一些新的功能。

　　本文介紹了一臺采用移相諧振控制芯片UC3875作為控制核心設計的開(kāi)關(guān)頻率為70kHz、輸出功率1.2kW、主電路為移相全橋ZVZCS PWM軟開(kāi)關(guān)模式的直流開(kāi)關(guān)電源。

　　l 移相式ZVZCSPWM軟開(kāi)關(guān)電源主電路分析

　　在設計制作的1.2kW（480V／2.5A）的軟開(kāi)關(guān)電源中，其主電路為全橋變換器結構，四只開(kāi)關(guān)管均為MOSFET（1000V／24A），采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂開(kāi)關(guān)管實(shí)現ZVS、滯后臂開(kāi)關(guān)管實(shí)現ZCS，電路結構簡(jiǎn)圖如圖l，VT1～VT4是全橋變換器的四只MOSFET開(kāi)關(guān)管，VD1、VD2分別是超前臂開(kāi)關(guān)管VT1、VT2的反并超快恢復二極管，C1、C2分別是為了實(shí)現VTl、VT2的ZVS設置的高頻電容，VD3、VD4是反向電流阻斷二極管，以實(shí)現滯后臂VT3、VT4的ZCS，Llk為變壓器漏感，Cb為阻斷電容，T為主變壓器，副邊由VD5～VD8構成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。

　　其基本工作原理如下：

　　當開(kāi)關(guān)管VT1、VT4或VT2、VT3同時(shí)導通時(shí)，電路工作情況與全橋變換器的硬開(kāi)關(guān)工作模式情況一樣，主變壓器原邊向負載提供能量。通過(guò)移相控制，在關(guān)斷VT1時(shí)并不馬上關(guān)斷VT4，而是根據輸出反饋信號決定的移相角，經(jīng)過(guò)一定時(shí)間后再關(guān)斷VT4，在關(guān)斷VT1之前，由于VT1導通，其并聯(lián)電容C1上電壓等于VT1的導通壓降，理想狀況下其值為零，當關(guān)斷VT1時(shí)刻，C1開(kāi)始充電，由于電容電壓不能突變，因此，VT1即是零電壓關(guān)斷。

　　由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用，VT1關(guān)斷后，原邊電流不能突變，繼續給Cb充電，同時(shí)C2也通過(guò)原邊放電，當C2電壓降到零后，VD2自然導通，這時(shí)開(kāi)通VT2，則VT2即是零電壓開(kāi)通。

　　當C1充滿(mǎn)電、C2放電完畢后，由于VD2是導通的，此時(shí)加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓，原邊電流開(kāi)始減小，但繼續給Cb充電，直到原邊電流為零，這時(shí)由于VD4的阻斷作用，電容Cb不能通過(guò)VT2、VT4、VD4進(jìn)行放電，Cb兩端電壓維持不變，這時(shí)流過(guò)VT4電流為零，關(guān)斷VT4即是零電流關(guān)斷。

　　關(guān)斷VT4以后，經(jīng)過(guò)預先設置的死區時(shí)間后開(kāi)通VT3，由于電壓器漏感的存在，原邊電流不能突變，因此VT3即是零電流開(kāi)通。

　　VT2、VT3同時(shí)導通后原邊向負載提供能量，一定時(shí)間后關(guān)斷VT2，由于C2的存在，VT2是零電壓關(guān)斷，如同前面分析，原邊電流這時(shí)不能突變，C1經(jīng)過(guò)VD3、VT3、Cb放電完畢后，VD1自然導通，此時(shí)開(kāi)通VT1即是零電壓開(kāi)通，由于VD3的阻斷，原邊電流降為零以后，關(guān)斷VT3，則VT3即是零電流關(guān)斷，經(jīng)過(guò)預選設置好的死區時(shí)間延遲后開(kāi)通VT4，由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用，原邊電流不能突變，VT4即是零電流開(kāi)通。

　　這種采用超快恢復二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形如圖2所示，其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點(diǎn)之間的電壓，ip為變壓器T原邊電流，Ucb為阻斷電容Ub上的電壓，Urect是副邊整流后的電壓。

　　2 基于UC3875的主控制回路設計

　　為了實(shí)現主回路開(kāi)關(guān)管ZVZCS軟開(kāi)關(guān)，采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路，如圖3所示?？紤]到所選MOSFET功率比較大對芯片的四個(gè)輸出驅動(dòng)信號進(jìn)行了功率放大，再經(jīng)高頻脈沖變壓器T1、T2隔離最后經(jīng)過(guò)驅動(dòng)電路驅動(dòng)MOSFET開(kāi)關(guān)管。整個(gè)控制系統所有供電均用同一個(gè)15V直流電源，實(shí)驗中設置開(kāi)關(guān)頻率為70kHz，死區時(shí)間設置為1.5μs，采用簡(jiǎn)單的電壓控制模式，電源輸出直流電壓通過(guò)采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號，輸入到UC3875誤差放大器的EA一，控制UC3875誤差放大器的輸出，從而控制芯片四個(gè)輸出之間的移相角大小，使電源能夠穩定工作，圖中R6、C5接在EA一和E／AOUT之間構成PI控制。在本設計中把CS+端用作故障保護電路，當發(fā)生輸出過(guò)壓、輸出過(guò)流、高頻變原邊過(guò)流、開(kāi)關(guān)管過(guò)熱等故障時(shí)，通過(guò)一定的轉換電路，把故障信號轉換為高于2.5V的電壓接到CS+端，使UC3875四個(gè)輸出驅動(dòng)信號全為低電平，對電路實(shí)現保護。

　　圖4是開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)電路。隔離變壓器的設計采用AP法、變比為l：1.3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經(jīng)過(guò)放大電路、隔離電路和驅動(dòng)電路后形成+12V／一5V的雙極性驅動(dòng)脈沖，保證開(kāi)關(guān)管的穩定開(kāi)通和關(guān)斷。

　　3 仿真與實(shí)驗結果分析

　　PSpice是一款功能強大的電路分析軟件，對開(kāi)關(guān)頻率70kHz的ZVZCS軟開(kāi)關(guān)電源的仿真是在PSpice9.1平臺上進(jìn)行的。

　　實(shí)驗樣機的主回路結構采用圖1所示的電路拓撲，阻斷二極管采用超快恢復大功率二極管RHRG30120，其反向恢復時(shí)間在100ns以?xún)?，滿(mǎn)足70kHz開(kāi)關(guān)頻率的要求。開(kāi)關(guān)管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100開(kāi)關(guān)管，這種型號MOS管自身反并有超快恢復二極管，其反向恢復時(shí)間約250ns。

　　圖5是超前橋臂開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)電壓與管壓降波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗波形，可見(jiàn)超前臂開(kāi)關(guān)管完全實(shí)現了ZVS開(kāi)通，VT1、VT2關(guān)斷時(shí)是依賴(lài)其自身很小的結電容來(lái)實(shí)現的，從圖中可以看出，關(guān)斷時(shí)也基本實(shí)現了ZVS關(guān)斷。

　　圖6是滯后橋臂開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)電壓與電流波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗波形；圖7是滯后臂開(kāi)關(guān)管管壓降與電流波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗波形，從圖6、圖7可以看出滯后臂開(kāi)關(guān)管VT3、VT4很好地實(shí)現了ZCS關(guān)斷，關(guān)斷時(shí)開(kāi)關(guān)管電流已經(jīng)為零；滯后臂開(kāi)關(guān)管完全開(kāi)通之前，開(kāi)關(guān)管電流也幾乎為零，基本實(shí)現了ZCS開(kāi)通。而且滯后橋臂開(kāi)關(guān)管VT3、VT4可以在很大負載范圍內實(shí)現ZCS開(kāi)關(guān)。

　　圖8是兩橋臂中點(diǎn)之間的電壓Uab的波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗波形。圖9是阻斷電容Cb上的電壓U曲波形，（a）為仿真波形、（b）為實(shí)驗波形。從圖上可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一個(gè)方波。當Uab=0時(shí)，阻斷電容Cb上的電壓Ucb使原邊電流ip逐漸減小到零，由于阻斷二極管的阻斷作用，ip不能反向流動(dòng)，從而實(shí)現了滯后橋臂的ZCS開(kāi)關(guān)。

　　4 結論

　　本文在介紹了移相諧振控制芯片UC3875的工作特點(diǎn)并詳細分析了采用串聯(lián)阻斷二極管的移相式ZVZCS PWM軟開(kāi)關(guān)工作特性的基礎上，設計了一臺1.2kW、開(kāi)關(guān)頻率70kHz的全橋軟開(kāi)關(guān)直流電源，并應用PSpice軟件進(jìn)行了仿真，實(shí)驗結果與仿真結果基本符合。實(shí)驗表明以UC3875為核心的控制部分結構簡(jiǎn)單可靠，電源主電路開(kāi)關(guān)管均實(shí)現了軟開(kāi)關(guān)，并克服了單純的ZVS或ZCS軟開(kāi)關(guān)模式的缺點(diǎn)，可有效減小開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)過(guò)程引起的損耗，有利于提高電源開(kāi)關(guān)頻率，減小電源體積和重量。

五、開(kāi)關(guān)電源紋波產(chǎn)生分析

　　隨著(zhù)SWITCH 的開(kāi)關(guān)，電感L 中的電流也是在輸出電流的有效值上下波動(dòng)的。所以在輸出端也會(huì )出現一個(gè)與SWITCH 同頻率的紋波，一般所說(shuō)的紋波就是指這個(gè)。它與輸出電容的容量和ESR 有關(guān)系。這個(gè)紋波的頻率與開(kāi)關(guān)電源相同，為幾十到幾百KHz。

　　另外，SWITCH 一般選用雙極性晶體管或者M(jìn)OSFET，不管是哪種，在其導通和截止的時(shí)候，都會(huì )有一個(gè)上升時(shí)間和下降時(shí)間。這時(shí)候在電路中就會(huì )出現一個(gè)與SWITCH 上升下降時(shí)間的頻率相同或者奇數倍頻的噪聲，一般為幾十MHz。同樣二極管D 在反向恢復瞬間，其等效電路為電阻電容和電感的串聯(lián)，會(huì )引起諧振，產(chǎn)生的噪聲頻率也為幾十MHz。這兩種噪聲一般叫做高頻噪聲，幅值通常要比紋波大得多。

　　如果是AC／DC 變換器，除了上述兩種紋波（噪聲）以外，還有AC 噪聲，頻率是輸入AC 電源的頻率，為50～60Hz 左右。還有一種共模噪聲，是由于很多開(kāi)關(guān)電源的功率器件使用外殼作為散熱器，產(chǎn)生的等效電容導致的。因為本人是做汽車(chē)電子研發(fā)的，對于后兩種噪聲接觸較少，所以暫不考慮。

　　開(kāi)關(guān)電源紋波的測量

　　基本要求：使用示波器AC 耦合，20MHz 帶寬限制，拔掉探頭的地線(xiàn)

　　1，AC 耦合是去掉疊加的直流電壓，得到準確的波形。

　　2，打開(kāi)20MHz 帶寬限制是防止高頻噪聲的干擾，防止測出錯誤的結果。因為高頻成分幅值較大，測量的時(shí)候應除去。

　　3，拔掉示波器探頭的接地夾，使用接地環(huán)測量，是為了減少干擾。很多部門(mén)沒(méi)有接地環(huán)，如果誤差允許也直接用探頭的接地夾測量。但在判斷是否合格時(shí)要考慮這個(gè)因素。

　　還有一點(diǎn)是要使用50Ω 終端。橫河示波器的資料上介紹說(shuō)，50Ω 模塊是除去DC 成分，精確測量AC 成分。但是很少有示波器配這種專(zhuān)門(mén)的探頭，大多數情況是使用標配100KΩ 到10MΩ 的探頭測量，影響暫時(shí)不清楚。

　　上面是測量開(kāi)關(guān)紋波時(shí)基本的注意事項。如果示波器探頭不是直接接觸輸出點(diǎn)，應該用雙絞線(xiàn)，或者50Ω 同軸電纜方式測量。

　　在測量高頻噪聲時(shí)，使用示波器的全通帶，一般為幾百兆到GHz 級別。其他與上述相同。

　　可能不同的公司有不同的測試方法。歸根到底第一要清楚自己的測試結果。第二要得到客戶(hù)認可。

　　關(guān)于示波器：

　　有些數字示波器因為干擾和存儲深度的原因，無(wú)法正確的測量出紋波。這時(shí)應更換示波器。這方面有時(shí)候雖然老的模擬示波器帶寬只有幾十兆，但表現要比數字示波器好。泰克公司有專(zhuān)門(mén)分開(kāi)測量上述兩種紋波（噪聲）的軟件，可以看一下參考資料5。同樣，關(guān)于示波器的接地，電源測試的相關(guān)知識，也可以看一下。

　　開(kāi)關(guān)電源紋波的抑制

　　對于開(kāi)關(guān)紋波，理論上和實(shí)際上都是一定存在的。通常抑制或減少它的做法有三種：

　　1，加大電感和輸出電容濾波

　　根據開(kāi)關(guān)電源的公式，電感內電流波動(dòng)大小和電感值成反比，輸出紋波和輸出電容值成反比。所以加大電感值和輸出電容值可以減小紋波。

　　同樣，輸出紋波與輸出電容的關(guān)系：vripple=Imax/（Co×f）?？梢钥闯?，加大輸出電容值可以減小紋波。

　　通常的做法，對于輸出電容，使用鋁電解電容以達到大容量的目的。但是電解電容在抑制高頻噪聲方面效果不是很好，而且ESR 也比較大，所以會(huì )在它旁邊并聯(lián)一個(gè)陶瓷電容，來(lái)彌補鋁電解電容的不足。

　　同時(shí)，開(kāi)關(guān)電源工作時(shí)，輸入端的電壓Vin 不變，但是電流是隨開(kāi)關(guān)變化的。這時(shí)輸入電源不會(huì )很好地提供電流，通常在靠近電流輸入端（以BucK 型為例，是SWITcH 附近），并聯(lián)電容來(lái)提供電流。

　　上面這種做法對減小紋波的作用是有限的。因為體積限制，電感不會(huì )做的很大；輸出電容增加到一定程度，對減小紋波就沒(méi)有明顯的效果了；增加開(kāi)關(guān)頻率，又會(huì )增加開(kāi)關(guān)損失。所以在要求比較嚴格時(shí)，這種方法并不是很好。關(guān)于開(kāi)關(guān)電源的原理等，可以參考各類(lèi)開(kāi)關(guān)電源設計手冊。

　　2，二級濾波，就是再加一級LC 濾波器

　　LC 濾波器對噪紋波的抑制作用比較明顯，根據要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容構成濾波電路，一般能夠很好的減小紋波。

　　采樣點(diǎn)選在LC 濾波器之前（Pa），輸出電壓會(huì )降低。因為任何電感都有一個(gè)直流電阻，當有電流輸出時(shí)，在電感上會(huì )有壓降產(chǎn)生，導致電源的輸出電壓降低。而且這個(gè)壓降是隨輸出電流變化的。

　　采樣點(diǎn)選在LC 濾波器之后（Pb），這樣輸出電壓就是我們所希望得到的電壓。但是這樣在電源系統內部引入了一個(gè)電感和一個(gè)電容，有可能會(huì )導致系統不穩定。關(guān)于系統穩定，很多資料有介紹，這里不詳細寫(xiě)了。

　　3，開(kāi)關(guān)電源輸出之后，接LDO 濾波

　　這是減少紋波和噪聲最有效的辦法，輸出電壓恒定，不需要改變原有的反饋系統，但也是成本最高，功耗最高的辦法。任何一款LDO 都有一項指標：噪音抑制比。是一條頻率-dB 曲線(xiàn)，如右圖是凌特公司LT3024 的曲線(xiàn)。

　　對減小紋波。開(kāi)關(guān)電源的PCB 布線(xiàn)也非常關(guān)鍵，這是個(gè)很赫手的問(wèn)題。有專(zhuān)門(mén)的開(kāi)關(guān)電源PCB 工程師，對于高頻噪聲，由于頻率高幅值較大，后級濾波雖然有一定作用，但效果不明顯。這方面有專(zhuān)門(mén)的研究，簡(jiǎn)單的做法是在二極管上并電容C 或RC，或串聯(lián)電感。

　　4，在二極管上并電容C 或RC

　　二極管高速導通截止時(shí)，要考慮寄生參數。在二極管反向恢復期間，等效電感和等效電容成為一個(gè)RC 振蕩器，產(chǎn)生高頻振蕩。為了抑制這種高頻振蕩，需在二極管兩端并聯(lián)電容C或RC 緩沖網(wǎng)絡(luò )。電阻一般取10Ω-100Ω，電容取4.7pF-2.2nF。

　　在二極管上并聯(lián)的電容C 或者RC，其取值要經(jīng)過(guò)反復試驗才能確定。如果選用不當，反而會(huì )造成更嚴重的振蕩。

　　對高頻噪聲要求嚴格的話(huà)，可以采用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)。關(guān)于軟開(kāi)關(guān)，有很多書(shū)專(zhuān)門(mén)介紹。

　　5，二極管后接電感（EMI 濾波）

　　這也是常用的抑制高頻噪聲的方法。針對產(chǎn)生噪聲的頻率，選擇合適的電感元件，同樣能夠有效地抑制噪聲。需要注意的是，電感的額定電流要滿(mǎn)足實(shí)際的要求。

　　六、開(kāi)關(guān)電源PCB排版基本要點(diǎn)分析

　　摘要：開(kāi)關(guān)電源PCB排版是開(kāi)發(fā)電源產(chǎn)品中的一個(gè)重要過(guò)程。許多情況下，一個(gè)在紙上設計得非常完美的電源可能在初次調試時(shí)無(wú)法正常工作，原因是該電源的PCB排版存在著(zhù)許多問(wèn)題．詳細討論了開(kāi)關(guān)電源PCB排版的基本要點(diǎn)，并描述了一些實(shí)用的PCB排版例子。

　　0 引言

　　為了適應電子產(chǎn)品飛快的更新?lián)Q代節奏，產(chǎn)品設計工程師更傾向于選擇在市場(chǎng)上很容易采購到的AC／DC適配器，并把多組直流電源直接安裝在系統的線(xiàn)路板上。由于開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生的電磁干擾會(huì )影響到其電子產(chǎn)品的正常工作，正確的電源PCB排版就變得非常重要。開(kāi)關(guān)電源PCB排版與數字電路PCB排版完全不一樣。在數字電路排版中，許多數字芯片可以通過(guò)PCB軟件來(lái)自動(dòng)排列，且芯片之間的連接線(xiàn)可以通過(guò)PCB軟件來(lái)自動(dòng)連接。用自動(dòng)排版方式排出的開(kāi)關(guān)電源肯定無(wú)法正常工作。所以，沒(méi)計人員需要對開(kāi)關(guān)電源PCB排版基本規則和開(kāi)關(guān)電源工作原理有一定的了解。

　　1 開(kāi)關(guān)電源PCB排版基本要點(diǎn)

　　l.1 電容高頻濾波特性

　　圖1是電容器基本結構和高頻等效模型。

　　電容的基本公式是

　　式（1）顯示，減小電容器極板之間的距離（d）和增加極板的截面積（A）將增加電容器的電容量。

　　電容通常存在等效串聯(lián)電阻（ESR）和等效串聯(lián)電感（ESL）二個(gè)寄生參數。圖2是電容器在不同工作頻率下的阻抗（Zc）。

　　一個(gè)電容器的諧振頻率（fo）可以從它自身電容量（C）和等效串聯(lián)電感量（LESL）得到，即

　　當一個(gè)電容器工作頻率在fo以下時(shí)，其阻抗隨頻率的上升而減小，即

　　當電容器工作頻率在fo以上時(shí)，其阻抗會(huì )隨頻率的上升而增加，即

　　當電容器工作頻率接近fo時(shí)，電容阻抗就等于它的等效串聯(lián)電阻（RESR）。