剖析Flyback變換器的高頻回路

摘要：通過(guò)深入分析Flyback變換器的高頻回路，探討如何通過(guò)選擇布線(xiàn)技巧和適當的器件來(lái)減少高頻回路對變換器性能的影響，如何權衡采取的布線(xiàn)措施與其它設計要求相互的沖突。

敘詞：變換器 高頻回路 布線(xiàn)技巧

Abstract：frequency loop of Flyback Convertor, the author discusses how to select wiring strategies and proper components to reduce the negative effect of high-frequency loop towards the function of convertors. The author also probes into ways to balance the adopted wiring strategies and other design strategies.

Keyword：Convertor, High-frequency loop, Wiring strategy

1. 引言

開(kāi)關(guān)電源的噪聲問(wèn)題一直是工程師十分頭痛的事情，比如樣機不工作、有音頻噪聲、輸出震蕩或不穩定、次諧波震蕩、保護電路總是誤動(dòng)作、輸出紋波不正常和存在異常的噪聲等。 為解決這些噪聲問(wèn)題，工程師一般需要花費大量的時(shí)間進(jìn)行測試和調試，修改設計，或重新布線(xiàn)，那樣會(huì )大大延誤產(chǎn)品的開(kāi)發(fā)進(jìn)程。如果能找到一些通用的方法，在設計過(guò)程中預防或避免出現噪聲問(wèn)題，那就能大大地加快設計進(jìn)程。

本文以應用最廣的Flyback變換器為例，通過(guò)深入分析高頻回路，探討如何選擇適當的器件和布線(xiàn)技巧，來(lái)減少高頻回路對變換器性能的影響，如何權衡采取的布線(xiàn)措施與其它設計要求相互的沖突。

2. 深入分析高頻回路

圖1為簡(jiǎn)化的Flyback變換器的拓撲結構，主要包含有6個(gè)高頻回路：(a)為原邊功率回路A、(b)為副邊高頻功率回路B、(c)為鉗位吸收回路C、(d)為驅動(dòng)回路D、(e)為輔助繞組回路E，(f)為原邊控制回路F。

圖1 Flyback變換器中的高頻回路:(a)原邊高頻功率回路A;(b)副邊高頻功率回路B;

(c)鉗位吸收回路C;(d)驅動(dòng)回路D;(e)輔助繞組回路E;(f)原邊控制回路F。

2.1 原邊功率回路A

圖1(a) 所示，原邊功率回路A由電容C2、變壓器T1原邊、晶體管Q1、采樣電阻RS組成，當原邊晶體管Q1導通時(shí)，實(shí)現變壓器能量的存儲。

A回路高頻電流ip的成分十分復雜，尤其是開(kāi)通時(shí)的電流尖峰(如圖2所示)，它耦合了其它多個(gè)回路的高頻信號。其中容易被忽略的是當原邊晶體管Q1導通時(shí)，變壓器寄生電容充電產(chǎn)生的電流和二極管D1、D2、D3的反向阻斷恢復電流會(huì )耦合到A回路的高頻電流ip中，對其它回路的影響后面詳述。

圖2回路A高頻電流ip的波形

由于控制芯片的電流采樣電阻也在回路A中，因此，原邊晶體管的開(kāi)通和關(guān)斷產(chǎn)生的快速dv/dt和di/dt信號會(huì )對整體電路工作和EMI產(chǎn)生關(guān)鍵影響。因此，回路A的布線(xiàn)是至關(guān)重要的，回路面積要盡量小，一方面可以減小對其它回路的影響，另一方面也對EMI性能有幫助。由于高壓電解電容C1的體積比較大，使得其很難靠近變壓器T1和晶體管Q1，影響原邊功率回路A面積的大小。而且高壓電解電容C1高頻性能也不好，通常會(huì )采用小的薄膜電容C2與高壓電解電容C1并聯(lián)來(lái)縮小回路A的面積。

2.2 副邊功率回路B

如圖1(b)所示，副邊高頻功率回路B，由變壓器T1副邊、整流二極管D2、高頻電容C5和電解電容C6組成。當原邊晶體管Q1關(guān)斷后，變壓器T1的儲能通過(guò)其副邊繞組和整流二極管D2向副邊釋放能量，對電容C5和C6充電。

回路B需要注意的地方，是變壓器T1副邊、整流二極管D2、高頻電容C5和電解電容C6的布線(xiàn)回路面積，尤其是T1副邊、D2和C5間的回路面積應盡量小，對二極管D2的關(guān)斷電壓過(guò)沖和EMI性能都有幫助。所以，C5一般采用高頻性能很好的瓷片或薄膜電容，以克服電解電容的寄生參數的影響。

另外，值得一提的是，整流二極管D2的反向恢復電流和恢復時(shí)間，通常二極管的反向恢復電流和恢復時(shí)間在高溫下會(huì )比常溫高很多倍，甚至超過(guò)10倍，那樣會(huì )引起很高的關(guān)斷損耗，同時(shí)反向恢復電流會(huì )在原邊晶體管Q1導通過(guò)程中耦合到原邊A回路中，對控制芯片IC的電流采樣信號產(chǎn)生影響，引起控制不正常。進(jìn)一步講，很高的關(guān)斷損耗會(huì )進(jìn)一步抬高二極管的溫升，使得二極管的恢復特性進(jìn)一步惡化，形成惡性循環(huán)。

2.3 鉗位吸收回路C

如圖1(c)所示，鉗位吸收回路C由變壓器T1原邊、電容C3、電阻R1和二極管D1組成，用于鉗位吸收變壓器T1的漏感能量，減小晶體管Q1的關(guān)斷電壓尖峰。

在設計中，二極管D1的關(guān)斷性能很容易被忽略。當變換器工作在電流連續模式時(shí)，二極管D1的關(guān)斷性能對變換器性能的影響尤為突出。當晶體管Q1導通時(shí)，C1和C2上的輸入電壓加上C3上的鉗位電壓，會(huì )一起加到二極管D1上，從而引起很大的反向恢復電流(如圖2所示)，導致D1很大的關(guān)斷損耗。如果選用恢復特性差的快恢復二極管，會(huì )使D1的溫升很高，即使在25℃環(huán)溫下，甚至可以超過(guò)125℃。不少廠(chǎng)家在這方面有過(guò)不少教訓。

因此，在電流連續模式下，必須選用恢復特性很好的快恢復二極管而不是普通的快恢復二極管FR107等，推薦選擇反向恢復時(shí)間小于75nS的超快恢復二極管。

2.4 輔助繞組回路D

如圖1(d)所示，輔助繞組回路D由變壓器輔助繞組Na、二極管D3和電容C7組成。

二極管D3往往會(huì )選擇開(kāi)關(guān)二極管(1N4148)或肖特基二極管，由于這些二極管的快速關(guān)斷特性，很容易產(chǎn)生遠高于開(kāi)關(guān)頻率的高頻振蕩，會(huì )影響到變換器的EMI性能，甚至會(huì )通過(guò)變壓器繞組耦合到副邊產(chǎn)生額外的輻射。因此，回路D要求有盡量小的回路面積，有時(shí)還需要在二極管D3上串一個(gè)電阻以抑制高頻振蕩。

2.5 原邊控制回路E

如圖1(e)所示，原邊控制回路E，由控制芯片IC、旁路電容C8和采樣電阻Rs組成。

回路E有兩點(diǎn)需要注意，C8必須盡量靠近控制芯片IC，同時(shí)與控制芯片IC的Vcc和接地引腳形成最小回路;采樣電阻Rs到芯片反饋端的回路需要避免和回路A的耦合，采用單點(diǎn)接地的方式與回路A連接。

2.6 驅動(dòng)回路F

如圖1f中所示，驅動(dòng)回路F，由控制芯片IC、門(mén)極驅動(dòng)電阻Rgs、晶體管Q1和采樣電阻Rs組成。

當原邊晶體管Q1導通時(shí)，需要對晶體管Q1的門(mén)極充電，在驅動(dòng)回路F會(huì )產(chǎn)生很大的電流尖峰。這個(gè)電流尖峰會(huì )耦合到回路A中，如圖2中的高頻電流ip的尖峰，其大小取決于門(mén)極電阻Rgs和控制芯片的驅動(dòng)阻抗。而且，這個(gè)電流尖峰會(huì )直接從電容C8上抽取，造成控制芯片IC的Vcc電壓瞬間波動(dòng)，導致對反饋環(huán)路工作的影響和芯片誤關(guān)斷。因此，晶體管Q1的門(mén)極驅動(dòng)往往采用不對稱(chēng)驅動(dòng)，即開(kāi)通慢關(guān)斷快。

如果旁路電容C8沒(méi)有緊靠控制芯片IC，晶體管Q1導通時(shí)需要的開(kāi)通尖峰電流，會(huì )導致控制芯片IC的電壓瞬間跌落，造成控制芯片IC重起、晶體管在開(kāi)通過(guò)程中的密勒效應區產(chǎn)生振蕩、或反饋控制不正常等怪異現象。

3. 高頻回路的布線(xiàn)技巧

高頻回路的布線(xiàn)需要注意高頻回路面積、地線(xiàn)及其布線(xiàn)、過(guò)孔的阻抗和回路間的相互耦合。

⑴ 回路耦合

回路耦合是布線(xiàn)中最需要注意的地方。比如，上述的Flyback高頻回路中，原邊控制回路E放入原邊功率回路A就會(huì )引起明顯的耦合干擾，從而引起變換器工作異常。因此，布線(xiàn)時(shí)應盡量避免回路間的耦合，通常單點(diǎn)接地是常見(jiàn)的避免回路耦合的方法。

⑵ 單點(diǎn)接地(2)

單點(diǎn)接地也稱(chēng)“Y”型接地，本文提到的Flyback變換器的高頻回路單點(diǎn)接地方式如圖3所示。但實(shí)際的布線(xiàn)中通常會(huì )有一些器件是多個(gè)回路共用的，比如圖1中電流采樣電阻RS就是原邊功率回路A、原邊控制回路E和驅動(dòng)回路F的共用器件。在這種情況下，可以通過(guò)采樣電阻RS的焊盤(pán)處做單點(diǎn)接地連接，以盡量減小回路間的耦合，如圖4所示。

圖3 Flyback變換器的單點(diǎn)接地 圖4共用器件的單點(diǎn)接地

⑶ 地線(xiàn)

地線(xiàn)是高頻回路布線(xiàn)的關(guān)鍵，不僅會(huì )影響變換器的正常工作和電氣性能指標，還會(huì )影響變換器的電磁兼容EMC性能。因此，通常會(huì )通過(guò)大面積的鋪地來(lái)減小接地阻抗，同時(shí)可以起到電磁屏蔽的作用。在電源適配器(Adapter)中經(jīng)常采用整塊接地的PCB做屏蔽，或者用接地的金屬薄片包裹電源適配器，起到均勻散熱和電磁屏蔽的作用。在雙面板和多層板中，可以通過(guò)整層的地平面來(lái)實(shí)現大面積接地，同時(shí)對均勻散熱也會(huì )有很大幫助。

當大面積接地不能實(shí)現時(shí)，盡量能保證地線(xiàn)的寬度>2.54mm，否則只能起到電氣連接的作用，地線(xiàn)的高頻接地阻抗會(huì )很高，起不到接地的作用。

另外，地線(xiàn)應盡量避免過(guò)孔、跳線(xiàn)，當地線(xiàn)和其它布線(xiàn)沖突時(shí)，應優(yōu)先照顧地線(xiàn)，避免單一過(guò)孔和跳線(xiàn)。

⑷ 回路面積

在保證電氣絕緣的基礎上，回路面積應該越小越好，一方面可以減小對其他回路的耦合，另一方面可以改善變換器的EMI特性。圖5和圖6所示為單面板的高頻回路面積的例子，其中黑線(xiàn)條和箭頭包圍的面積就是回路面積，兩者元器件位置完全相同，但圖4的回路面積就要遠遠大于圖5的回路面積。

圖5大的回路面積 圖6小的回路面積

⑸ 過(guò)孔

過(guò)孔在多層板中經(jīng)常使用，其寄生參數會(huì )對高頻接地阻抗產(chǎn)生很大影響。過(guò)孔寄生參數包括寄生電容和寄生電感，經(jīng)驗公式如下所示。

其中：T為PCB厚度，e為板材的介電常數，D1為過(guò)孔焊盤(pán)直徑，D2為焊盤(pán)區直徑，h為過(guò)孔的長(cháng)度，d為過(guò)孔直徑。

在100MHz的頻率下，一個(gè)0.254mm的常規過(guò)孔，寄生電感的阻抗可以達到0.64Ohm，如果用于接地又同時(shí)有1A電流，就會(huì )產(chǎn)生0.64V的壓降，影響接地效果，甚至變換器工作。如果這個(gè)過(guò)孔在地線(xiàn)上，那會(huì )對變換器EMI的接地阻抗產(chǎn)生很大影響。

因此，在布線(xiàn)時(shí)，盡量避免通過(guò)過(guò)孔接地。如不能避免過(guò)孔接地，可以通過(guò)多個(gè)過(guò)孔并聯(lián)連接，同時(shí)加大過(guò)孔直徑，降低接地阻抗。

4. 權衡與其它設計要求的沖突

經(jīng)過(guò)對Flyback變換器中的高頻回路逐一深入分析，可以發(fā)現布線(xiàn)對變換器的性能是至關(guān)重要的。通過(guò)單點(diǎn)接地方式同時(shí)減小高頻回路面積，以避免上述高頻回路間的耦合和相互干擾。但實(shí)際布線(xiàn)過(guò)程中會(huì )碰到許多別的設計要求，使得這些措施很難同時(shí)完全做到。下述是常見(jiàn)的實(shí)際問(wèn)題和相應的對策。

⑴ 元器件體積

比如變壓器T1的體積、高壓電解電容C1的體積和晶體管Q1散熱片的體積，再考慮電氣絕緣，使得這些器件必須保持一定距離，導致較大的回路面積。當這些器件距離不能縮短時(shí)，可以考慮通過(guò)PCB鋪銅來(lái)縮小回路面積，如圖5所示;或者通過(guò)跳線(xiàn)在單面板上實(shí)現雙面板的效果。多層板可以考慮整層鋪地的方式來(lái)減小回路面積，同時(shí)減小肌膚效應和臨近效應的影響。

⑵ 機械結構的要求

通常產(chǎn)品會(huì )有外殼、接插件或線(xiàn)纜，為了配合這些結構件，它們對內部的元器件布置會(huì )有一些特殊的要求，從而導致高頻回路中器件不能按照最小回路面積放置。在這種情況下可以參照圖5的類(lèi)似方式，通過(guò)PCB鋪銅來(lái)縮小回路面積。

⑶ 熱平衡的考慮

如果僅從回路面積的角度，就需要將許多發(fā)熱的器件靠得很近，產(chǎn)生局部熱點(diǎn)，比如晶體管Q1、變壓器和副邊二極管D2。如果從產(chǎn)品的溫升角度考慮，需要盡量把發(fā)熱的器件放到最容易散熱的位置，但那樣又會(huì )使高頻回路中器件不能按照最小回路面積放置。在這種情況下可以參照圖5的類(lèi)似方式，通過(guò)PCB鋪銅來(lái)縮小回路面積，同時(shí)就可以保證發(fā)熱器件的散熱。

⑷ 安規和電氣絕緣的要求

安規和電氣絕緣的要求，使得不少布線(xiàn)不能靠得很近，導致高頻回路的回路面積不能最小化。通?？梢酝ㄟ^(guò)跳線(xiàn)和挖槽來(lái)解決安規絕緣距離要求與回路面積的沖突。

⑸ 生產(chǎn)工藝的要求

通常許多電源的輸入輸出線(xiàn)或插座往往需要通過(guò)手工焊接，但為縮小回路面積，PCB版有許多大面積的鋪銅，雖然可以幫助元器件散熱，但同時(shí)會(huì )導致手工焊點(diǎn)的虛焊。對于表面貼SMT的器件，也容易引起立碑等虛焊現象。為解決虛焊的問(wèn)題，可以采取花焊盤(pán)如圖7所示。

通常每個(gè)公司采用的生產(chǎn)設備都不盡相同，或多或少有相應的可生產(chǎn)性規范(DFM guideline)，對于插件、表面貼和拼版工藝有很多規定，因此布線(xiàn)還是需要參考這些規范。

圖7 預防虛焊的花焊盤(pán)

當面臨上述沖突時(shí)，往往不能兩全，因此需要從優(yōu)先級去分步采取解決措施，甚至是在某方面做出一些犧牲。通常安規和電氣絕緣是首要滿(mǎn)足的，機械結構的要求次之，熱平衡和生產(chǎn)工藝再做考慮。

5. 總結

通過(guò)上述深入分析Flyback變換器的高頻回路，可以從高頻回路入手，然后采取相應的措施，比如布線(xiàn)技巧及合適的器件等措施，來(lái)減少高頻回路對變換器性能的影響。

當采取的措施相互沖突時(shí)，根據優(yōu)先級進(jìn)行權衡，就可以設計出性?xún)r(jià)比好，有利于大批量生產(chǎn)的產(chǎn)品。

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作者簡(jiǎn)介

黃敏超，男，1998年浙江大學(xué)電力電子專(zhuān)業(yè)博士研究生畢業(yè)，其間進(jìn)行太陽(yáng)能微型高頻鏈逆變器的研究。曾任職于伊博電源(杭州)有限公司研發(fā)部經(jīng)理，從事DC/DC模塊和高功率密度節能電源適配器的開(kāi)發(fā);通用電氣全球研發(fā)中心電力電子實(shí)驗室高級工程師，研發(fā)核磁共振影像儀用的線(xiàn)圈驅動(dòng)電源;晟朗電力電子有限公司亞太區工程副總經(jīng)理，從事醫療電源的研發(fā)?，F任職上海正遠咨詢(xún)有限公司總經(jīng)理及資深咨詢(xún)師，從事電力電子產(chǎn)品、EMC和可靠性等疑難問(wèn)題的技術(shù)咨詢(xún)和研發(fā)，提供研發(fā)設計體系和團隊建設服務(wù)?！?/p>