基于L6599的串并聯(lián)諧振變換器設計與實(shí)現（二）

2控制電路設計

意法半導體(ST) 于2006 年推出了一款專(zhuān)為串聯(lián)諧振半橋拓撲設計的雙終端控制器芯片L6599，該芯片可直接連接功率因數校正器的專(zhuān)門(mén)輸出，輕載時(shí)能讓電路工作于突發(fā)模式，提高輕載時(shí)變換器的轉換效率。

(1) 工作頻率范圍設置。

見(jiàn)圖7,電阻R Fmax一端與4腳相連，另一端連在光耦中三極管的集電極端，輸出端的反饋信號通過(guò)光耦對這一支路上電流的調節，改變3腳上電容C F的充放電頻率從而實(shí)現頻率的改變。

R Fmin確定諧振變換器的最小工作頻率，當輸出電壓小于等于額定電壓時(shí)變換器工作在固定的最小開(kāi)關(guān)頻率。

(2) 過(guò)流和過(guò)載保護。

PWM變換器通過(guò)控制開(kāi)關(guān)管的占空比實(shí)現能量流動(dòng)，檢測電流超過(guò)設定的極限值時(shí)預先終止開(kāi)關(guān)管的導通便限制了能量地流動(dòng)。而諧振變換器的占空比固定，通過(guò)改變頻率來(lái)限制能量流動(dòng)，這意味至少要到下個(gè)振蕩周期才能察覺(jué)頻率的變化，若要有效地限制能量流動(dòng)，頻率的變化率必須低于頻率本身。檢測電流輸入的初級電流須均分，測量電路見(jiàn)圖7.

圖7 L6599外圍主要端腳連接示意圖

(3) 欠壓保護輸入。

在DC/DC前級再加PFC的系統中，根據PFC級的輸出電壓此功能就相當于一個(gè)上電/斷電順序或欠壓保護輸入。高壓直流輸入電壓通過(guò)電阻分壓后接到L6599的7腳(LINE)，與內部基準進(jìn)行比較。

(4) 輕負載突發(fā)模式。

在輕載或空載時(shí)開(kāi)關(guān)頻率會(huì )達到最大值，為確保輸出電壓可調并避免失去軟開(kāi)關(guān)條件，且盡可能減小im引起的損耗，采用突發(fā)模式，一部分開(kāi)關(guān)周期被較長(cháng)時(shí)間的隔開(kāi)，以降低平均開(kāi)關(guān)頻率，平均激磁電流隨之減小，損耗也會(huì )減小。

(5) 驅動(dòng)電路。

對高壓側開(kāi)關(guān)的驅動(dòng)采用自舉方式，L6599內部整合了一高壓浮動(dòng)結構以承受超過(guò)600V的電壓，并有同步驅動(dòng)高壓金屬氧化物半導體，取代了外部快恢自舉二極管，本文所選擇的驅動(dòng)電路如圖7。

3 實(shí)驗驗證與分析

基于L6599研制串并聯(lián)諧振半橋變換器樣機一臺，并進(jìn)行實(shí)驗驗證。該樣機的主要參數如下：

輸入電壓：U in=270V±10% DC

輸出電壓：U o=±180V DC

輸出額定功率：P o=550W

按上述方法選取n = 0 . 4 , k = 6 . 5 ,Q=0.39,電路最小工作頻率120kHz,諧振頻率100kHz,由此得諧振參數：L m=130μH,L r=20μH,C r=0.15μF.

輸入電壓相同輸出負載變化時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò )的輸入歸一化阻抗、直流電壓增益發(fā)生使得工作頻率變化，實(shí)驗波形如圖8所示。

圖8 不同負載下的諧振電流波形

在輸入電壓一定(輸入為額定電壓)、負載不同的情況下，MOS管零電壓開(kāi)關(guān)的實(shí)現如圖9所示。對于相同的直流電壓增益比，隨著(zhù)載變輕工作頻率會(huì )相應提高但根據設計仍能保證MOS管的零電壓開(kāi)通。

圖9 不同負載下MOS管驅動(dòng)和漏源極電壓波形