論證功率開(kāi)關(guān)對電源效率的關(guān)聯(lián)

電源效率是指UPS的整機電能利用率，也就是UPS從外部吸收功率與向負載輸出功率兩者之的比值。這個(gè)數值和UPS電源設計線(xiàn)路有密切的關(guān)系，高效率的電源可以提高電能的使用效率，在一定程度上可以降低電源的自身功耗和發(fā)熱量。通常在線(xiàn)式UPS的電源效率一般能夠達到90%以上。如果需要增配大中容量的交流不間斷供電設備，最好選用電源效率高的在線(xiàn)式UPS。而其他UPS的電源效率在80%左右。EP諧波吸收裝置可有效保護UPS對電網(wǎng)絡(luò )的不良影響。

轉換效率就是電源的輸入功率與輸出功率的比值：即電源轉換效率=電源為主機提供的即時(shí)輸出功率/輸入電源的即時(shí)功率×100%。一般來(lái)說(shuō)，PC電源規范對轉換效率有著(zhù)一定的要求。最初電源轉換效率僅有60%左右，在Intel的ATX12V 1.3電源規范中，規定電源的轉換效率滿(mǎn)載時(shí)不得小于68%，而在A(yíng)TX 12V 2.01中，對電源的轉換效率提出了更高的要求──不得小于80%。

開(kāi)關(guān)頻率的變化,如脈沖頻率調制(烤瓷)含電子濾波設計帶來(lái)了諸多困難輸入。因為沒(méi)有用于濾波電感,輸出電壓在攻防兩端都含有設計師選用低整流二極管可以適用于額定電壓二極管。功率開(kāi)關(guān)管是指能承受較大電流，漏電流較小，在一定條件下有較好飽和導通及截止特性的三極管，可不太考慮其放大性能，其控制與基極電流大小或方向有關(guān)電流經(jīng)集電極和發(fā)射極，方向具體要看是NPN還是PNP管。場(chǎng)效應管一般做電子開(kāi)關(guān)用，控制與極性有關(guān)。因此在購買(mǎi)電源時(shí)，從它遵循的電源規范上大家就能大致了解其電源轉換效率的高低。然而,當負載電流增加,缺乏電感電容的損失帶來(lái)的負擔,負載諧振技術(shù)并不適用于高輸出電流和低電壓。另一方面,電壓轉換技術(shù)使用一種寄生作文只有在開(kāi)啟和關(guān)閉電路交換轉換的天線(xiàn)的諧振特性?xún)H一步之遙。

瘋狂是因為PWM半橋逆變對稱(chēng)與簡(jiǎn)單的配置和零電壓開(kāi)關(guān)(零電壓)的特點(diǎn),運用的是零電壓轉換技術(shù)是一種最常見(jiàn)的拓撲結構。由于分析和設計,并輸出功率電感,所以不對稱(chēng)半橋逆變通常用于PWM高輸出電流和低電壓的應用,如電腦和服務(wù)器供電。這個(gè)瘋狂的電流放大器和同步整流器非對稱(chēng)型半橋逆變和共同的特征的實(shí)例,一些實(shí)驗結果,樣品用于非對稱(chēng)拓撲電源開(kāi)關(guān)控制。圖1顯示的是一個(gè)電流在次級乘數對稱(chēng)半橋逆變PWM二次線(xiàn)圈是單一的結構和輸出電感器可分為兩個(gè)較小的電感。為了提高整體的效率很低,使用關(guān)系型數據庫(在)器件構成同步整流器、同步整流器(SR)。與傳統的中心分流式(中心),相比有許多優(yōu)點(diǎn),配置竊聽(tīng)當前乘數:首先,直流勵磁電流部件小于或等于中心分流式直流分量,并配置,可使用小磁芯變壓器。每個(gè)輸出的電感電流加載時(shí),承擔一半的中心挖掘型勵磁電流形態(tài)是相似的。

如果輸出數據的電感電流加載熊失衡,勵磁電流也將減少。其次,線(xiàn)圈電流的平方根次級(根-花不到,均方根)-為這種類(lèi)型的配置,中心幾乎一半的負載電流流過(guò)每輸出電感。鑒于此,本文對二次線(xiàn)圈電流密度低,你都可以用同一磁場(chǎng)和相同的電線(xiàn)的規格說(shuō)明細看一遍。能承受較大電流，漏電流較小，在一定條件下有較好飽和導通及截止特性的三極管。鑒于上述幾個(gè)優(yōu)勢,當前的乘數高輸出電流是其中最常用的拓撲結構。

圖1 使用電流倍增器的非對稱(chēng)PWM半橋轉換器

建議的轉換器運作原理

如圖 2 所示，從供電模式 2 開(kāi)始，由于 S1 開(kāi)啟，Vin-VCb 施加到變壓器的初級端，勵磁電流 im 以斜率 (Vin-VCb)/Lm.增加，由于 SR2 關(guān)斷，LO1 的電流斜率就由 (Vin-VCb)/n 減去輸出電壓決定。另一方面，LO2 的電流以斜率 –VO/LO2減小，這是流經(jīng) SR1 的續流 (free-wheeling)。當兩個(gè)輸出電感分享負載電流時(shí)，SR1 承擔全部負載電流。變壓器的次級繞組僅處理 iLO1 ，所以 vT2 較圖 2 所示的數值稍低，但我們在這一章段中將忽略這一情況，從而簡(jiǎn)化分析。

圖2 建議轉換器的運作分析

當S1 關(guān)斷，則開(kāi)始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，最終，當 S2 輸出電容電壓等于 VCb. 時(shí)，它變?yōu)榱?。同時(shí)，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開(kāi)啟導通。然后，兩個(gè) SR 在這個(gè)模式中一起導通。在 S2 的體二極管導通后 S2 開(kāi)啟， 從而實(shí)現 S2 的 ZVS 運作，這個(gè)模式的持續時(shí)間為

(1)

模式 4 是另一個(gè)充電模式，在各個(gè) SR 之間的換向結束時(shí)開(kāi)始，在變壓器初級端施加的電壓為–VCb ，因而勵磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過(guò) SR2 的續流?？蓮膱D2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個(gè)輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個(gè)較小的電感。

當 S2 關(guān)斷，模式 1 作為另一個(gè)重建模式而開(kāi)始，模式 1 的運作原理幾乎與模式 3 相同，只有 ZVS 狀況例外。在模式 1 中，當 S1 的輸出電容電壓等于 Vin-VCb 的瞬間，vT1 成為零。在這個(gè)瞬間之前，輸出電感 LO2 上的負載電流反射到變壓器的初級端，有助于實(shí)現開(kāi)關(guān)的 ZVS 運作。與此相反，存儲在漏電感中的能量?jì)H在這個(gè)瞬間之后對輸出電容進(jìn)行放電和充電。因而，S1的 ZVS 運作較 S2 更為穩固，因為通常 Vin-VCb 高于 VCb ，除此之外，可以與模式 3 相同的方式進(jìn)行分析，模式 1 的延續時(shí)間為

(2)

使用公式 (1) 和 (2) 詳細計算輸出電壓

(3)

VSR 是 SR 處于充電模式時(shí) MOSFET 兩端的電壓。

im 的 DC 和紋波成分可從下式獲得：

(4)

(5)

這里，ILO1　和 ILO2 是輸出電感電流的 DC 成分。