便攜式功率分析儀設計----硬件設計（二）

此時(shí)AD8318的輸入輸出關(guān)系曲線(xiàn)的斜率為-50mV/dB，檢波輸出信號的幅度范圍是0.5V～2.5V(對應于輸入范圍：-60dBm～0dBm)。

3.3.3.2反向器電路根據前文所述可以看出，AD8318的輸入輸出關(guān)系曲線(xiàn)的斜率為-50mV/dB，隨著(zhù)輸入信號功率的增大，檢波輸出電壓值不斷減小。由于本設計采用的示波顯示方式，這樣的反比例關(guān)系不利于用戶(hù)的觀(guān)測，同時(shí)為了減小后級電路對檢波輸出可能造成的影響，所以在A(yíng)D8318之后加入一級運放，連接方式為反向跟隨模式。

由于在A(yíng)D8318之后的信號頻率較低(最高為60MHz左右)，所以運放選用TSH11，TSH11的特點(diǎn)是輸入阻抗大，減小對前級的影響。運放與AD8318連接方法如下圖3-8所示：

3.3.4數據采集模塊

由圖3-5可見(jiàn)，信號采集通道主要由信號調理通道、A/D采樣兩個(gè)部分組成，以下分別進(jìn)行介紹。

3.3.4.1信號調理通道

模擬通道是指信號經(jīng)過(guò)檢波之后而到達A/D轉換器之前的部分電路。模擬通道主要是對被測信號進(jìn)行交直流耦合、衰減、放大等控制，使進(jìn)入A/D轉換器之前的信號幅度處在一定的范圍之內，以滿(mǎn)足A/D轉換器對輸入模擬信號的要求。模擬通道的總體示意圖如圖3-9所示。

通道中的10倍衰減電路采用的是無(wú)源衰減網(wǎng)絡(luò )，也就是采用電阻分壓原理。這樣的電路在較低頻率時(shí)損耗很小，而在高頻時(shí)損耗大，需要加入RC補償電路，如圖3-13所示。由圖3-10可見(jiàn)衰減倍數為Vo/Vi=R2/R1+R2，當R1/R2=9時(shí)，Vo/Vi=1/10也就是衰減10倍。圖中，C1，C2為補償電容，C2為可調電容，調節C2可使補償電路達到最佳補償(即滿(mǎn)足R1/R2=C2/C1)。

為了減小對前級的影響，，我們設計中在10倍無(wú)源衰減電路之后，加入了阻抗匹配電路，如下圖3-11所示。要求高輸入阻抗，低輸出阻抗，以確保信號傳輸過(guò)程中不發(fā)生失真現象。故電路前級采用場(chǎng)效應管，因為其為電壓控制元件，輸入阻抗很大。后半部分采用三極管共集電路接法，保證后級放大電路更好的工作。

由于我們在設計中，在A(yíng)/D前端加入了一級可變增益放大器，所以對放大電路的信號放大能力要求不高，如圖3-12所示。為了減小對前后級電路的相互影響，這里選用OPA695芯片，其設置為2倍放大時(shí)擁有1400MHz帶寬，8倍放大時(shí)450MHz帶寬以及低輸入電壓噪聲。能夠較好的起到信號隔離放大的作用。

主放大電路中，運放的電壓放大倍數為2.其中，C1為超前補償電容，以免放大電路發(fā)生自激震蕩。驅動(dòng)放大電路的主要功能是把單端輸入的信號變成差分輸出，并在輸入端加上四個(gè)鉗位二極管，使得輸入電壓范圍在-1.0～+1.0之間。在輸入端加上1V共模電壓，使最后進(jìn)入A/D轉換器的信號幅度在0V～2V的范圍內以滿(mǎn)足A/D轉換器的要求。驅動(dòng)放大電路原理圖如圖3-13所示。圖中，運算放大器的增益G計算，滿(mǎn)足如下公式：