淺析開(kāi)關(guān)模式電源的諧振坐標方法

設計開(kāi)關(guān)模式電源時(shí)，最麻煩的部件是RCD緩沖器。設計RCD緩沖器的傳統方法沒(méi)有主開(kāi)關(guān)的關(guān)斷瞬態(tài)期間的詳細說(shuō)明。因此，傳統方式設計中的設計等式也不完全正確。本文將介紹設計和分析反激式轉換器的RCD緩沖器的新方法。諧振坐標提供了一個(gè)了解主開(kāi)關(guān)關(guān)斷瞬態(tài)期間的簡(jiǎn)單方式，并有助于輕松設計和分析RCD緩沖器。

1. 引言

從商業(yè)上講，反激式轉換器因結構簡(jiǎn)單、尺寸緊湊、重量輕和成本低而得到廣泛使用。但是它的主開(kāi)關(guān)執行硬開(kāi)關(guān)操作，導致主開(kāi)關(guān)上有較高的電壓尖峰和振蕩。主開(kāi)關(guān)的電壓應力視電壓尖峰大小而增加。為減少電壓尖峰以便使用更低成本的低額定電壓的MOSFET，最廣泛的方法是RCD緩沖器網(wǎng)絡(luò )。即使緩沖器電壓隨緩沖器電阻降低而降低，但緩沖器網(wǎng)絡(luò )上的功耗增加，導致總系統效率降低。因此，RCD緩沖器網(wǎng)絡(luò )應優(yōu)化以同時(shí)符合主開(kāi)關(guān)電壓應力和總系統效率兩個(gè)要求。

本文將先介紹由主變壓器的漏電感而產(chǎn)生的電壓尖峰的傳統分析。將介紹描述關(guān)斷瞬態(tài)期間的簡(jiǎn)單方式用于進(jìn)一步分析。緩沖器電流將在緩沖器坐標中分析，以便提供更詳細的設計等式。

2. RCD緩沖器設計和分析

2.1 RCD緩沖器設計的一般方法

圖1顯示具有RCD緩沖器的傳統反激式轉換器。

圖1：傳統反激式轉換器

RCD緩沖器電路用于箝位由漏電感Llk和主開(kāi)關(guān)漏極至源極的電容CDS之間的諧振導致的電壓尖峰。有多種假定來(lái)描述工作原理以設計RCD緩沖器，如下所示：

(1) Vsn>nVout和Vsn由于較大的Csn而幾乎恒定：

(2) CDS=COSS+CTRANS，無(wú)論vDS(t)如何都恒定：

(3)當主開(kāi)關(guān)Q1關(guān)閉時(shí)，無(wú)次級端漏電感，因此iDS(t)可瞬時(shí)傳輸至次級端二極管電流iD1(t)，其中Csn是緩沖器電容，CDS是主開(kāi)關(guān)漏極和源極之間的有效電容，COSS是MOSFET的輸出電容，CTRANS是變壓器一次電路端子之間的有效電容，vDS(t)是主開(kāi)關(guān)間的電壓，iDS(t)是流過(guò)主開(kāi)關(guān)的電流，而Q1是主開(kāi)關(guān)。

圖2顯示緩沖器二極管傳導時(shí)的等效電路。

圖2：緩沖器二極管接通期間的等效電路

當開(kāi)關(guān)Q1關(guān)閉時(shí)，主電流對Q1的COSS充電(同時(shí)對變壓器的CTRANS放電)。當COSS被充電至Vin+nVout時(shí)，次級端二極管接通，能量傳輸至次級端，并且對COSS持續充電，因為漏電感Llk仍有一些剩余能量。當Q1的vDS(t)增加至Vin+Vsn，緩沖器二極管Dsn接通，vDS(t)箝位在Vin+Vsn。當Dsn傳導時(shí)，Llk上的電壓為Vsn-nVout，這樣Dsn(ts)的導通時(shí)間可獲取如下：

(1)

其中Ipeak是關(guān)閉開(kāi)關(guān)Q1之前的峰值漏極電流。有兩種方式計算緩沖器網(wǎng)絡(luò )中的功耗(Psn);通過(guò)Dsn提供的電源和Rsn中的功耗，如下所示：

(2)

其中fsw是反激式轉換器的開(kāi)關(guān)頻率。因此，緩沖器電阻Rsn可由下列等式獲得：

(3)

這是查找緩沖器電阻Rsn的傳統方式。但是，L-C諧振幾步后，峰值漏極電流Ipeak被降低了一些。因此，等式(3)可能誤導被過(guò)度設計的系統。

讓我們使用諧振坐標得出實(shí)際峰值漏極電流，以避免在下一節過(guò)度設計RCD緩沖器。

2.2 諧振坐標中的RCD緩沖器設計和分析

本節將使用諧振坐標設計RCD緩沖器。僅設計緩沖器時(shí)，無(wú)需分析整個(gè)反激式操作模式。圖3顯示每個(gè)模式的等效電路，圖4顯示反激式轉換器中的開(kāi)關(guān)MOSFET的vDS(t)。