基于DSP控制的能量再生回饋電網(wǎng)研究

1 引言

伺服電機受電運行時(shí)，是以電動(dòng)機的方式運行，從電網(wǎng)吸收能量；伺服電機制動(dòng)過(guò)程中，是以發(fā)電機的方式運行，往外反向輸出能量。如何將伺服電機在運行過(guò)程中快速制動(dòng)和頻繁正反轉時(shí)所產(chǎn)生的再生能量加以回收利用，對于節能有很大價(jià)值。當今最常用的解決方案是利用電力電子技術(shù)，將半控型晶閘管器件用于整流、逆變電路，以控制導通角的方式，把電機制動(dòng)時(shí)的再生能量逆變送回電網(wǎng)。這種技術(shù)相當成熟，但存在諸多缺點(diǎn)：首先，由于采用半控型晶閘管器件，若逆變角控制不當，或晶閘管發(fā)生故障、觸發(fā)電路工作不可靠、換相裕量角不足等，均易導致逆變過(guò)程失敗。其次，晶閘管相控整流電路位移因數、基波因數較低，導致電網(wǎng)電能波形畸變嚴重，波形中的諧波分量較大，電路功率因數很低，大大降低了再生電能的回饋質(zhì)量。

本文論述的是把SPWM技術(shù)應用于由MOSFET、IGBT等全控型器件組成的整流逆變電路，通過(guò)TMS320F2812 DSP芯片及其外圍器件構成控制和反饋電路，將伺服電機再生能量回饋電網(wǎng)。SPWM的基本思想是使輸出控制信號的脈沖寬度按正弦規律變化，這樣的調制技術(shù)能有效地抑制輸出電壓中的低次諧波分量。TMS320F2812 DSP是TI公司推出的一種適于逆變器和電機控制的芯片，集實(shí)時(shí)處理能力和控制器外設功能于一身。高性能的處理器，具有運算精度高、速度快、集成度高等特點(diǎn)，這為提供高質(zhì)量的SPWM控制信號提供了很好的解決方案。因此，通過(guò)對PWM整流逆變電路的適當控制，可以使輸入信號非常接近正弦波，且電流

和電壓信號同相或反相，功率因數近似為1。這對于抑制電網(wǎng)諧波、提高電網(wǎng)功率因數和電

能回饋質(zhì)量非常有效，這是常規的半控型晶閘管采用導通角控制方式無(wú)法比擬的。

2 系統工作原理

系統控制原理見(jiàn)圖1。該系統主回路器件包括電抗器、浪涌抑制器、三相全橋整流器、儲能電容Uc、IGBT電壓型逆變器、前置濾波器等，外圍控制電路包括IGBT驅動(dòng)電路、DSP中央處理器、電流電壓信號檢測、故障檢測、外部電源和外部時(shí)鐘等部分。伺服電機頻繁制動(dòng)時(shí)產(chǎn)生的再生能量?jì)Υ嬗陔娙萜鱑c，當Uc兩端電壓達到限定值時(shí)，由DSP控制系統啟動(dòng)三相橋式電壓型有源逆變器，將儲存于Uc中的能量以SPWM波的形式反饋回電網(wǎng)。

圖1 系統控制原理

2.1 DSP芯片特點(diǎn)

TMS320F2812 DSP是一種32位定點(diǎn)芯片，具有強大的數字信號處理能力、事件管理能力和嵌入式控制能力。主要特點(diǎn)：高性能中央處器，150MHz主頻速度，高性能12位、16通道模/數轉換器；（ADC）轉換時(shí)間為200ns，提供多達16路的模擬輸入；基于TMS320F24x的CPU內核保證了其與TMS320系列DSP的代碼兼容；具有兩個(gè)事件管理器模塊EVA和EVB，每個(gè)均可提供兩個(gè)16位通用定時(shí)器和八個(gè)16位的PWM通道。高達128Kx16位的FLASH片內存儲器；低功耗和節能模式；等等。

2.2 電流電壓信號采樣

DSP在實(shí)時(shí)控制過(guò)程中，為了產(chǎn)生和電網(wǎng)同步的SPWM信號，需要對電網(wǎng)電壓電流實(shí)施跟蹤采樣，這主要由采樣電路完成。本設計采用霍爾傳感器采集信號，為提高信號采集質(zhì)量，需經(jīng)過(guò)一階濾波、限幅電路、射極跟隨器連接到DSP的模擬輸入信號引腳上?；魻杺鞲衅鬏敵鲂盘栯妷簽?～5V，而F2812模擬輸入信號電壓范圍為0～3V，這就要求電路必須進(jìn)行電平轉換。本設計采用電阻分壓實(shí)現電平轉換。

2.3 A/D信號轉換

采樣信號到達模擬輸入通道后，由DSP內部A/D轉換電路實(shí)行信號轉換。TMS320F2812 ADC模塊是一個(gè)12位的帶流水線(xiàn)的模數轉換器(ADC)，模數轉換單元的模擬電路包括前向模擬多路復用開(kāi)關(guān)(MUXs)、采樣/保持(S/H)電路、變換內核、電壓參考以及其它輔助模擬電路。ADC模塊有16個(gè)通道，可配置為2個(gè)獨立的8通道模塊，分別服務(wù)于事件管理器EVA和EVB，也可級聯(lián)成一個(gè)16通道模塊。各個(gè)通道模塊能夠自動(dòng)排序，對于每個(gè)通道而言，一旦ADC轉換完成，將會(huì )把轉換結果存儲到結果寄存器(ADCRESULT)中，通過(guò)合理的中斷處理和中斷服務(wù)子程序，將結果寄存器中的數據讀出。

為了獲得更高精度的轉換結果，在硬件設計中，連接到模擬輸入的輸入信號線(xiàn)要盡可能

遠離數字電路信號線(xiàn)。為減少因數字信號的轉換產(chǎn)生的耦合干擾，需要將ADC模塊的電源輸入同數字電源隔離開(kāi)。

2.4 同步信號捕獲

逆變電路回饋能量時(shí)所需SPWM控制信號，是與電網(wǎng)同步同頻的脈寬調制信號。首先，將電網(wǎng)電流電壓信號通過(guò)滯回比較電路，使信號在過(guò)零時(shí)刻產(chǎn)生與電網(wǎng)信號同步同頻的正向脈沖，然后通過(guò)TMS320F2812 DSP中的EVA或EVB的捕獲單元將其正向脈沖進(jìn)行捕獲。每一次正脈沖的捕獲，捕獲單元都會(huì )對內部時(shí)鐘個(gè)數進(jìn)行存儲，前后兩次時(shí)鐘數存儲結果之差值，即為電網(wǎng)信號的時(shí)鐘周期數。因此，通過(guò)對電網(wǎng)信號的實(shí)時(shí)捕獲，可以使SPWM控制信號實(shí)時(shí)跟蹤電網(wǎng)信號變化，其信號的同步性和周期性均等同于電網(wǎng)信號，從而達到了預期目的。

2.5 諧波成分及其濾除

三相橋式逆變電路產(chǎn)生的SPWM逆變信號，在反饋電網(wǎng)過(guò)程中存在一定的諧波成分。由于本設計采用了SPWM波的控制形式，所以三相電流逆變回饋電網(wǎng)時(shí)，諧波成分較少，不含有與調制波ωr相關(guān)的低次諧波，也不含有三角載波ωc整數倍的頻率諧波。其中含有的只是三角載波ωc倍頻附近的高頻諧波，其中幅值較高的有ωc＋2ωr、ωc－2ωr、2ωc＋ωr、2ωc－ωr，等等。這些高次諧波頻率比基波頻率高出很多，非常容易濾除：若濾波器設計成高通濾波，且按載波角頻率來(lái)設計，并帶有一定的帶寬，那么三角載波ωc倍頻附近的高頻諧波ωc＋2ωr、ωc－2ωr、2ωc＋ωr、2ωc－ωr等就可予以濾除。

3 系統軟件設計

3.1 系統的初始化

系統初始化包括：系統控制初始化，GPIO、GPAMUX和GPBMUX初始化，禁止系統總中斷(INTM=1)和初始化PIE中斷向量表，屏蔽CPU中斷和中斷標志，等等。

3.2 事件管理器的設置

為了使事件管理器EVA或EVB產(chǎn)生所需的SPWM控制信號，需要對管理器的寄存器進(jìn)行如下配置：設置和裝載ACTRx；設置和裝載DBTCONx，使能死區功能；初始化CMPRx；設置和裝載COMCONx；設置和裝載T1CON(對EVA)或T3CON(對EVB)；根據所需SPWM載波的周期設置TxPR；啟動(dòng)操作。利用定時(shí)器周期中斷，循環(huán)查詢(xún)中斷子程序，并用中斷子程序中軟件計算出來(lái)的SPWM脈沖寬度(占空比)及時(shí)更新比較寄存器的值CMPRx。

3.3 定時(shí)器周期寄存器值TxPR的確定

設電網(wǎng)正弦信號的周期數為T(mén)，每個(gè)正弦周期需要輸出的SPWM脈沖調制波個(gè)數為N，CPU的指令周期數為T(mén)s(TMS320F2812為6.67ns)，時(shí)鐘預分頻數為M，當采用連續遞增計數模式時(shí)，周期寄存器所需的值TxPR=T/(N*M*Ts)；當采用連續遞增/遞減計數模式時(shí)，周期寄存器所需的值TxPR=T/2(N*M*Ts)。不過(guò)，由于本設計中采用了事件管理器中的捕獲單元，因而可以直接由捕獲單元堆棧中獲得正弦信號的周期脈沖個(gè)數，設為X，若每個(gè)正弦周期需要輸出的SPWM脈沖調制波個(gè)數為N ，則周期寄存器所需的值TxPR=X/N或TxPR=X/(2N)。事件管理器捕獲單元的采用，可以讓控制信號很好地實(shí)時(shí)跟蹤電網(wǎng)信號頻率的變化，以使所產(chǎn)生的SPWM信號的頻率和電網(wǎng)信號的頻率相等。

3.4 比較寄存器值CMPRx的確定

根據規則采樣法原理，SPWM調制波的每個(gè)矩形波的寬度δ＝Tc*[1+a*Sin(ω*t)]/2。其中a為調制度，0=a1；ω為正弦調制信號的角頻率；t為采樣時(shí)刻；Tc為載波周期。由矩形波寬度δ和載波周期Tc可以計算出矩形波形的占空比k，用占空比乘以周期寄存器值TxPR，便可計算出比較寄存器的值CMPRx。當脈沖的采樣點(diǎn)在0～π之間時(shí)，占空比k＝δ/ Tc＝[1＋a*Sin(ω*t)]/2，比較寄存器值CMPRx＝(Tc－δ)/2＝Tc*[1－a*Sin(ω*t)]/4；當脈沖的采樣點(diǎn)在π～2π之間時(shí)，占空比k＝δ/Tc＝[1－a*Sin(ω*t)]/2，比較寄存器值CMPRx＝(Tc－δ)/2＝Tc*[1＋a*Sin(ω*t)]/4。

3.5 系統程序流程

整個(gè)系統程序采用C語(yǔ)言和匯編語(yǔ)言混合編寫(xiě)。為了使三相SPWM輸出波形嚴格對稱(chēng)，以及每相SPWM波形正負半周鏡像對稱(chēng)，載波比n應取奇數且為3的整數倍。在軟件編寫(xiě)中，應注意外設中斷標志和PIE應答寄存器的軟件清零、以及EV事件管理器的合理設置。為了得到理想的信號波形，應注意周期寄存器、比較寄存器賦值的準確計算。系統的主程序流程見(jiàn)圖2，子程序流程見(jiàn)圖3。

圖2 主程序流程

圖3 中斷子程序流程

4 結論

利用外圍控制電路以及DSP芯片內部事件管理器ADC、捕獲等單元的處理，并通過(guò)CCS2000進(jìn)行電路實(shí)時(shí)仿真，獲得了滿(mǎn)意的仿真圖形和試驗結果，本設計是成功的。本文創(chuàng )新點(diǎn)如下：

1、 采用TMS320F2812事件管理器產(chǎn)生SPWM控制波形，實(shí)現了伺服電機再生能量的反饋控制，同時(shí)很好地避免了由于采用傳統半控型晶閘管控制模式帶來(lái)的諧波干擾，提高了能量回饋質(zhì)量。在本設計中將濾波器設計成帶有一定帶寬載波角頻率的高通濾波，回饋電能中少量的載波倍頻附近的高頻諧波，均能很好地予以濾除。

2、 通過(guò)事件管理器軟件程序的編寫(xiě)，直接產(chǎn)生了用于控制IGBT的三相SPWM信號波形，省去了調制波、載波調制比較等相關(guān)電路，簡(jiǎn)化了硬件電路的設計，節約了成本和時(shí)間。

參考文獻：

[1] 電力電子技術(shù)/王兆安、黃俊主編.－北京：機械工業(yè)出版社，2000

[2] TMS320F2812原理與開(kāi)發(fā)/蘇奎峰、呂強等編著(zhù).－北京：電子工業(yè)出版社，2005

[3] 基于單片機/CPLD調壓電路的設計 吳松巖，余松煜，管云峰.－微計算機信息, 2006,9