高效率、低成本ISM頻段發(fā)送器中的功放

功率放大器類(lèi)型

● A類(lèi)、B類(lèi)和C類(lèi)功率放大器

A類(lèi)功率放大器的信號有一個(gè)偏置點(diǎn)，當輸入信號幅度改變時(shí)，器件消耗的平均電流并不改變。圖1中，M1可以看作是幅度為IDC的電流源。

圖1 A類(lèi)功率放大器的結構圖

A類(lèi)功率放大器的效率最大值為50%。工作在線(xiàn)性區會(huì )使A類(lèi)CMOS功率放大器的實(shí)際效率降低到40％以下。這意味著(zhù)工作電壓確定后，為了保持高效，A類(lèi)功率放大器的偏置電流必須隨著(zhù)輸出功率的改變而改變。由于A(yíng)類(lèi)功率放大器的偏置點(diǎn)不隨輸入信號的改變而改變，所以在注重增益和線(xiàn)性度的應用中，此類(lèi)功率放大器是最佳結構。B類(lèi)和C類(lèi)功率放大器與A類(lèi)相比，可以實(shí)現更高效率，但通常輸出功率較低，并且有較大失真。

● D類(lèi)、E類(lèi)和F類(lèi)功率放大器

D類(lèi)、E類(lèi)和F類(lèi)CMOS功率放大器通過(guò)工作在線(xiàn)性區來(lái)優(yōu)化效率和輸出功率，這些功率放大器通常被稱(chēng)作“開(kāi)關(guān)模式”功率放大器。因為這些功率放大器可以在低工作電壓下實(shí)現高效率，所以被廣泛用于ISM頻段的收發(fā)裝置。如圖2所示，在開(kāi)關(guān)模式功率放大器中，輸出級電路由大信號方波驅動(dòng)。

圖2 開(kāi)關(guān)模式功率放大器的結構圖

從圖2還可以看出，輸出級晶體管含有豐富的諧波成分。這些諧波成分取決于驅動(dòng)信號的占空比和幅度、場(chǎng)效應管的導通電阻和功率放大器的負載電阻。D類(lèi)功率放大器通過(guò)改變輸入信號的占空比改變輸出功率，這就是脈寬調制模式（PWM）。D類(lèi)功率放大器通常用于輸出功率連續變化的音頻領(lǐng)域。

對于E類(lèi)功率放大器，輸入信號的占空比恒定不變。匹配網(wǎng)絡(luò )用于最小化輸出級開(kāi)關(guān)導通時(shí)的漏極電壓。通過(guò)最小化輸出級開(kāi)關(guān)的導通壓降，可以降低開(kāi)關(guān)管的損耗，提高系統的整體效率。F類(lèi)功率放大器與E類(lèi)功率放大器相似，但設計匹配網(wǎng)絡(luò )時(shí)要特別注意諧波阻抗，以實(shí)現最高效率。因為要考慮諧波電阻，F類(lèi)功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò )設計一般更復雜。

開(kāi)關(guān)模式功率放大器

所有Maxim的CMOS ISM頻段收發(fā)器都提供漏極開(kāi)路的功放輸出。在整個(gè)300～450MHz頻段內，占空比固定在25％。用戶(hù)根據所要求的輸出功率、電流損耗和諧波參數來(lái)設計匹配網(wǎng)絡(luò )。圖3是開(kāi)關(guān)模式功率放大器輸出級的簡(jiǎn)單模型。圖中，R _sw是場(chǎng)效應管的導通電阻，C _pa是等效的器件寄生電容總和，C _pkg是封裝電容，C _board是板上電容，Z _pa是C _pa、C _pkg、C _board三電阻串連后再同R _sw并聯(lián)所得。表1則是Maxim ISM頻段主要收發(fā)器件的開(kāi)關(guān)電阻和電容值。其中，開(kāi)關(guān)導通電阻的典型值對應于V _DD=2.7V的工作電壓；另外，板上寄生電容受布線(xiàn)影響很大。

圖3 開(kāi)關(guān)模式功率放大器的簡(jiǎn)化模型

E類(lèi)、F類(lèi)功率放大器和匹配網(wǎng)絡(luò )的設計可以參照文獻2、3、4?？紤]到本文篇幅，這里只提及兩點(diǎn)：首先，匹配網(wǎng)絡(luò )的設計必需使功率放大器的效率最高；其次，輸出級導通壓降較低時(shí)，功率放大器的效率最高。

開(kāi)關(guān)模式功率放大器的仿真

在許多低成本ISM頻段應用中，系統工程師可能受設計周期、費用、系統復雜度的限制而無(wú)法對匹配網(wǎng)絡(luò )進(jìn)行優(yōu)化。小尺寸（高Q值）、價(jià)格便宜的天線(xiàn)在發(fā)射較高頻率時(shí)通常有較高效率，但是射頻調整電路限制了發(fā)射信號的諧波成分，所以匹配網(wǎng)絡(luò )對諧波分量的抑制尤為重要?？紤]到這些因素，我們在分析功率放大器時(shí)假定輸出匹配網(wǎng)絡(luò )已經(jīng)過(guò)優(yōu)化，輸出電壓為正弦信號。

如圖4所示，假設功率放大器的負載電阻為RL，輸出電壓可低至0.1V，功率放大器的效率表示為

（3）

如果電源電壓V _DD=3V，開(kāi)關(guān)導通電阻R _sw=22W，負載電阻R_L=400W，功率放大器的效率為80％，輸出功率為10.2dBm?？衫肧PICE建立開(kāi)關(guān)模式功率放大器的理想模型，其中，阻值為11W或22W的理想電阻與Q值為10的并聯(lián)諧振腔連接。圖5是仿真原理圖，圖6為仿真結果。

圖5 仿真原理圖

圖6所示，開(kāi)關(guān)模式的功率放大器最顯著(zhù)的優(yōu)勢之一就是在保證卓越的直流/射頻轉換效率的同時(shí)，通過(guò)改變負載電阻，可以在寬范圍內改變輸出功率。另外，具有較小開(kāi)關(guān)導通電阻的開(kāi)關(guān)模式功率放大器的輸出功率較大，效率較高。它的缺點(diǎn)是需要更大的電流對開(kāi)關(guān)管進(jìn)行充放電。

圖6 輸出功率隨負載電變化的仿真結果

圖7 開(kāi)關(guān)模式功率放大器效率和失諧關(guān)系

在一個(gè)開(kāi)關(guān)電阻驅動(dòng)的簡(jiǎn)單并聯(lián)諧振電路中，要實(shí)現最大效率，就要使功率放大器在工作頻率下的視在負載的虛部最小。如果網(wǎng)絡(luò )失諧，功率放大器的效率將顯著(zhù)下降。圖7說(shuō)明Q=5和Q=10時(shí)，匹配網(wǎng)絡(luò )失諧后的結果。如圖7所示，漏極電流的最小值發(fā)生在諧振頻率點(diǎn)。這一事實(shí)可以用于驗證現有匹配網(wǎng)絡(luò )是否已針對特定工作頻率實(shí)現了最優(yōu)化。同時(shí)要注意SPICE仿真時(shí)的假設：開(kāi)關(guān)電阻的打開(kāi)和閉合都是瞬間完成的；在開(kāi)關(guān)打開(kāi)和閉合的過(guò)程中，開(kāi)關(guān)的寄生電容并不隨之改變；諧振電感和電容沒(méi)有寄生阻抗。這些方面的影響使實(shí)際的開(kāi)關(guān)模式功率放大器的性能低于理想情況下的水平。在特殊的應用中，通常采用迭代的方法實(shí)現匹配網(wǎng)絡(luò )的最優(yōu)化。