采用ADS的CMOS雙平衡混頻器設計

摘要：分析了Gilbert結構有源雙平衡混頻器的工作機理，以及混頻器的轉換增益、線(xiàn)性度與跨導、CMOS溝道尺寸等相關(guān)電路參數間的關(guān)系，并據此使用ADS軟件進(jìn)行設計及優(yōu)化。在采用TSMC 0．25μm CMOS工藝，射頻信號為2．5GHz，本振信號為2．25GHz、中頻信號為250MHz時(shí)，2．5V工作電壓的情況下仿真得到的轉換增益為10．975dB，單邊帶噪聲系數為9．09dB，1dB壓縮點(diǎn)為1．2dBm，輸出三階交調截止點(diǎn)為11．354dBm，功耗為20mW。
關(guān)鍵字：雙平衡混頻器；Gilbert結構；轉換增益；線(xiàn)性度；跨導

CMOS技術(shù)本身具有低價(jià)格、低功耗、易于集成的特點(diǎn)，使得射頻集成電路向著(zhù)高集成度、高性能和低功耗低成本的的趨勢發(fā)展，加之半導體工藝的進(jìn)步，基于CMOS技術(shù)的器件的工作頻率已能達到20GHz，并且完全可以與收發(fā)器后端電路實(shí)現單片集成，極大推動(dòng)了無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)的發(fā)展。
混頻器利用器件的非線(xiàn)性特性來(lái)實(shí)現信號載波頻率的變化，產(chǎn)生輸入頻率的和頻和差頻分量。作為無(wú)線(xiàn)通信系統射頻前端的核心部分之一，其性能的好壞將直接影響整個(gè)系統的性能。目前已有種類(lèi)繁多的全集成CMOS混頻器，本文采用TSMC的0．25μm CMOS管模型設計了一種有源Gilbert結構雙平衡混頻器。根據在2．5GHz的射頻輸入下得到的仿真結果，該設計完全可以滿(mǎn)足802．11b／g／n與Bluetooth等無(wú)線(xiàn)通信的要求。

1 CMOS雙平衡混頻器的分析及設計
Gilbert單元結構如圖1所示。這種結構主要由開(kāi)關(guān)管(M1、M2、M3、M4)和跨導晶體管(M5、m6)組成。本振信號VLO從開(kāi)關(guān)管的柵極引入，射頻信號VRF加在具有固定偏置的跨導級差分對M5與M6的柵極(M5和M6工作在飽和區)，將VRF信號轉換成電流信號；M1～M4工作在近飽和狀態(tài)，是兩對開(kāi)關(guān)，由本振大信號來(lái)驅動(dòng)兩對管交替開(kāi)關(guān)，達到混頻的目的；R1是電阻負載，通過(guò)負載電阻將混頻后的電流信號轉換成電壓信號VIF輸出。

跨導晶體管M5和M6的跨導為GM，并假定開(kāi)關(guān)對管M1～M4在VLO的驅動(dòng)下，處于理想開(kāi)關(guān)狀態(tài)，M1和M4、M2和M3兩兩組合通斷，由于該混頻電路的對稱(chēng)性，不再分別進(jìn)行討論。當方波在正半周期，M1和M4導通時(shí)，跨導晶體管M5、M6的漏電流ID輸出為

根據式(4)的中頻輸出可以看出，輸出信號既不包含輸入射頻信號頻率分量，也不包含本振信號頻率分量，因此理想雙平衡混頻器能夠有效抑制RF-IF和LO-IF信號饋通，因此具有極好的端口隔離度。另外，差分的射頻輸入信號也可以抑制射頻信號中的共模噪聲。但是需要補充說(shuō)明一點(diǎn)，要使M1～M4成為理想的開(kāi)關(guān)，輸入本振信號應該是理想的方波，在低電平時(shí)MOS能夠完全關(guān)斷，源漏電阻Roff為無(wú)窮大；在高電平時(shí)能將MOS完全打開(kāi)，導通電阻Ron近似為零，這種射頻方波信號在電路中很難實(shí)現。實(shí)際電路中驅動(dòng)開(kāi)關(guān)管的一般是幅度較大的正弦信號來(lái)替代。
另外，電路中CMOS管溝道尺寸及相關(guān)參數有如下公式

其中W／L為CMOS管溝道尺寸之比，μN為溝道載流子的遷移率，COX為單位面積的柵級電容，ID為漏電流，VGS為柵源間的電壓，VTH為MOS管的閾值電壓。
由式(5)可知，在開(kāi)關(guān)近似理想的狀態(tài)下，整個(gè)混頻器的增益只與跨導GM和負載電阻RL有關(guān)，同時(shí)，增益的線(xiàn)性度是由跨導電路的線(xiàn)性度決定的。但是，由于CMOS器件的跨導較小，故跨導大小的選取要受到實(shí)際電路模型的限制；而負載電阻會(huì )給整個(gè)電路引入熱噪聲，使噪聲系數的惡化，且過(guò)大的負載電阻也會(huì )使整個(gè)混頻器的工作電壓和功耗上升，所以RL不宜過(guò)大；而因此需通過(guò)選取適當的轉換增益來(lái)對RL和GM進(jìn)行選取。開(kāi)關(guān)管M1～M4的溝道尺寸通過(guò)使柵極過(guò)驅動(dòng)電壓VGS-VTH的值在0．1～0．3V之間時(shí)根據式(7)確定，而M5、M6的尺寸可通過(guò)GM和適當的漏電流Id，再根據式(6)來(lái)求得。故混頻器的設計中需要將轉換增益、線(xiàn)性度、噪聲系數、功耗等性能指標之間進(jìn)行折中，來(lái)實(shí)現整體設計的最佳性能。