采用ADS的CMOS雙平衡混頻器設計

從圖4可以看出，正如前文所描述，由于用正弦信號替代理想方波信號，必須在本振功率高到一定程度，開(kāi)關(guān)管工作于近似理想開(kāi)關(guān)狀態(tài)時(shí)，混頻器才能保持較穩定的轉換增益。由圖可知當本振信號大于-3dBm時(shí)，轉換增益穩定保持在10dB以上。
圖5所式是實(shí)際中頻輸出功率與理想輸出功率的差異。圖中直線(xiàn)為線(xiàn)性增益的延長(cháng)線(xiàn)，曲線(xiàn)為混頻器實(shí)際增益的輸出曲線(xiàn)。由圖中標示可知，當射頻輸入信號RF達到-8dBm時(shí)，實(shí)際增益出現壓縮，此時(shí)中頻輸出功率1．2dBm左右。

對于出現兩個(gè)頻率很相近的射頻信號RF1、RF2同時(shí)進(jìn)入混頻器和本振LO進(jìn)行混頻。由于混頻器為非線(xiàn)性器件，輸出頻譜中會(huì )包含多階產(chǎn)物，其中3階產(chǎn)物的頻率：ω3：ω3=ωLO-(2ωRF1-ωRF2)和ω3=ωLO-(2ωRF2-ωRF1)會(huì )出現輸出中頻附近，造成很大的干擾，尤其出現射頻多路通信系統中將會(huì )是相當嚴重的問(wèn)題。故仿真時(shí)用2．5GHz+50kHz的雙音功率源，圖6中m2標示的為一根三階分量的譜線(xiàn)，經(jīng)仿真軟件計算得出的結果見(jiàn)表2。

根據經(jīng)驗公式，一般情況下三階調制截止點(diǎn)比1dB壓縮點(diǎn)高10dB左右，據此可驗證仿真結果是否合理。

3 結束語(yǔ)
本文采用TSMC 0．25μm工藝CMOS設計了一種具有Gilbert結構的有源雙平衡混頻器，在不增加電路復雜性的前提下，通過(guò)反饋電阻的引入及借助ADS軟件對元件及電路參數的適當選取，使該混頻器的增益及線(xiàn)性度較文獻、均有明顯的改進(jìn)，并可滿(mǎn)足當前大部分無(wú)線(xiàn)通信的要求。