無(wú)源無(wú)損軟開(kāi)關(guān)功率因數校正電路的研制

　　1 引言

　　在開(kāi)關(guān)電源中引入功率因數校正PFC(Power FactorCorrection)技術(shù)，一方面使電源輸入電流與輸入電壓波形同相，即使功率因數趨于1;另一方面使輸入電流為正弦波，即使總諧波畸變值盡量小。目前工程應用中，傳統有源功率因數校正電路主要有硬開(kāi)關(guān)Boost校正、有源軟開(kāi)關(guān)校正、無(wú)源無(wú)損軟開(kāi)關(guān)校正以及新型無(wú)橋模式校正。其中，無(wú)源無(wú)損軟開(kāi)關(guān)功率因數校正電路所用元器件數量少，電路結構簡(jiǎn)單，電路工作穩定性好，開(kāi)關(guān)管的電流應力小，效率較高，控制電路簡(jiǎn)單，成本較低。所以本設計采用無(wú)源無(wú)損軟開(kāi)關(guān)功率因數校正電路，圖1為其電路原理圖。

　　2 基于無(wú)源無(wú)損軟開(kāi)關(guān)PFC功率級電路設計

　　功率級電路采用無(wú)源無(wú)損軟開(kāi)關(guān)功率因數校正電路，工作頻率設定為60 kHz。設計的主要技術(shù)指標：輸入170～270 V的交流電壓、50 Hz;輸出400 V的直流電壓，電壓紋波小于10 V：輸出功率1 kW;功率因數不小于0.98;效率不低于95%。

　　2.1 主電路升壓電感的設計

　　在PFC電路中，磁性元件對電路性能的影響較大，而其設計涉及很多因素。下面主要介紹主電路升壓電感的設計。

　　目前適合在高頻條件下工作的APFC電感的磁心材料且價(jià)格適中的是鐵硅鋁磁粉心，其優(yōu)點(diǎn)是：飽和磁通密度極高，在強磁場(chǎng)條件下，即工作在大電流時(shí)，磁心不易飽和;制作APFC電感，不用開(kāi)氣隙，不會(huì )對電路產(chǎn)生電磁干擾(EMI);由于其直流偏磁動(dòng)態(tài)線(xiàn)性好，通過(guò)計算可精確控制在額定電流時(shí)的電感值，恰當的選擇磁心尺寸和線(xiàn)圈匝數，可降低磁芯損耗。根據樣機設計的技術(shù)指標，選用鐵硅鋁磁心。磁心的規格主要由功率、工作頻率、輸出電壓電流等參數決定。要確定磁心的規格，先要計算電感量等參數。有多種方法可計算PFC電路的Boost升壓電感，這里采用兩種方法綜合分析確定電感量的值，常用方法和按紋波比例要求計算電感，最后計算出電感量為1.5 mH。采用AP法確定磁心的規格，電感器可儲能量：

　　式中，BW為工作磁感應強度，取BW=0.4 T;K0為窗口面積使用系數，一般取O.4;J為電流密度，取500 A/cm2。

　　代入以上數據計算得：AP=12.75 cm4，選用Arnold公司型號為MS-184060-2的兩個(gè)磁環(huán)疊用。此時(shí),AP=17 cm412.75 cm4。電感線(xiàn)徑計算如下：

　　計算裸線(xiàn)面積：

　　考慮繞線(xiàn)的難易，選線(xiàn)徑為1.0 mm的導線(xiàn)3股并繞。每根截面積為0.007 9 cm2，則3股截面積為0.024 cm2，大于所需面積0.023 cm2。

　　電感匝數計算：

　　式中，L0為靜態(tài)電感量，1.5 mH;μ為磁心的磁導率,μ=60;N為匝數，計算得N=77,Ae為磁心截面積，3.98 cm2;le為磁心磁路長(cháng)度，10.74 cm。

　　通過(guò)對電感量、鐵損和銅損的校驗，各電感參數均滿(mǎn)足設計要求。

　　2.2 主電路其他部件的設計

　　選擇功率開(kāi)關(guān)管要考慮功率器件的開(kāi)關(guān)速度和驅動(dòng)電路的簡(jiǎn)潔及性?xún)r(jià)比。根據其電流、電壓應力的大小選擇型號。在該電路中，主功率開(kāi)關(guān)管所承受的電壓應力為輸出電壓400V，電流應力為諧振電感電流峰值11.55 A，取1倍裕量，因此選擇500 V/30 A的MOSFET即可滿(mǎn)足要求。該設計功率開(kāi)關(guān)管選用SPW47N60C3。輸出二極管主要從開(kāi)關(guān)速度、電壓應力、電流應力等參數來(lái)選取。該設計選用IXYS的DSEI60-06(600 V/60 A)?？紤]到電流電壓裕量，輸入整流橋選D35XB60(35A/600 V)。

　　3 PFC控制級電路設計

　　以PFC專(zhuān)用控制器件UC3854BN為控制核心，PFC控制及電路如圖2所示。

　　3.1 PWM頻率設定

　　在該電路中，設定振蕩器的工作頻率為60 kHz。該頻率由電容CT和電阻RSET(R36)決定，已有RSET=16 kΩ，CT可取300 pF/63 V(C57)與1 000 pF/63 V(C42)并聯(lián)，此時(shí)工作頻率略高于60 kHz。

　　3.2 電流誤差放大器和電壓誤差放大器設計

　　為使平均電流控制型電路穩定工作，必須使PWM比較器的兩個(gè)輸入信號的斜率滿(mǎn)足：電感電流在取樣電阻所產(chǎn)生壓降的斜率不能超過(guò)鋸齒波的上升斜率，否則PWM比較器將不能正常工作，此要求限定了電流放大器在開(kāi)關(guān)頻率處增益的上限。對于電壓誤差放大器，其設計應確定輸出電容上的紋波電壓，要合理分配諧波源的比例。

　　3.3 驅動(dòng)電路設計

　　根據實(shí)際驅動(dòng)電路的設計值，開(kāi)關(guān)管工作在60 kHz時(shí)，其所需要的驅動(dòng)脈沖上升時(shí)間約為110 ns，所選MOSFET輸入電容Ciss=6 800 pF。由于UC3854BN柵極連續驅動(dòng)電流為0.5 A，在50%占空比時(shí)柵極驅動(dòng)電流為1.5 A，因此在大功率的PFC應用中，UC3854BN自身的驅動(dòng)能力不足，開(kāi)關(guān)管導通時(shí)di/dt比較小，增大了開(kāi)關(guān)管的導通損耗，故在開(kāi)關(guān)管前增加一片功率MOSFET驅動(dòng)器TC4424?？紤]驅動(dòng)電流較大，采用TC4424的兩個(gè)通道并聯(lián)，可提供3 A的驅動(dòng)能力，如圖3所示。

　　此外，系統的保護電路包括輸入過(guò)壓、欠壓保護，輸出過(guò)壓、欠壓保護、過(guò)流和短路保護、過(guò)熱保護、啟動(dòng)保護等。

　　4 結論

　　綜上所述，完成一臺1 kW樣機。圖4為輸入電壓、電流波形。負載為全載時(shí)，加載、減載時(shí)輸出電壓變化曲線(xiàn)分別如圖5、圖6所示。

　　測試結果表明，該功率因數校正裝置輸入功率因數達98%，效率達97%，各項設計指標都得到了較好的實(shí)現。