空時(shí)／頻編碼在OFDM系統中的應用

　　3.2 基于梳狀導頻的信道估計

　　假設Np個(gè)導頻信號Xp(m)(m=0，1，…，Np-1)被均勻地插入到要傳輸的數據X(k)中，即N個(gè)子載波被分為Np組，每組含L=N／Np個(gè)子載波。

　　由式(8)容易看出，接收信號是Nt個(gè)發(fā)射天線(xiàn)發(fā)送信號的線(xiàn)性疊加，因此通常的LS頻域估計算法并不適用。合理設計各發(fā)射天線(xiàn)處的導頻，可將MIMO-OFDM信道估計問(wèn)題轉換為SISO-OFDM信道估計問(wèn)題，實(shí)現起來(lái)簡(jiǎn)單而有效。

　　設對應于每一發(fā)射天線(xiàn)的導頻數為Np，且滿(mǎn)足NpNT<N。下面在頻域和空域設計導頻，則能滿(mǎn)足不同天線(xiàn)導頻位置的互相正交，其中Xp(m)(m=0，1，…，Np-1)表示第P個(gè)發(fā)射天線(xiàn)以載波P為起始位置、N／Np為間隔插入到每個(gè)OFDM符號中的導頻信號。

　　由圖1容易看出，對于某個(gè)特定的發(fā)射接收天線(xiàn)對，在導頻位置不會(huì )受到其他天線(xiàn)發(fā)射信號的影響，即不存在天線(xiàn)間的干擾，從而，MIMO信道估計就可以轉化為若干獨立SISO信道估計問(wèn)題。采用上述導頻方案后，發(fā)射接收天線(xiàn)對(i，j)間導頻信道的頻率響應LS估汁式為：

　　得到導頻位置的信道頻率響應后，其他載波位置的信道響應就可以通過(guò)對相鄰導頻信道的頻率信道進(jìn)行內插來(lái)獲得。

　　4 仿真分析

　　本文利用Matlab軟件對箅法進(jìn)行仿真。仿真采取雙發(fā)單收的空時(shí)和空頻分組碼模式，OFDM系統帶寬設定為800 kHz，子載波數日100，為了消除由多徑引起的符號問(wèn)干擾(ISI)，系統引入了循環(huán)前綴CP，其長(cháng)度為40 μs，加上OFDM符號周期160μs，一個(gè)OFDM符號總長(cháng)度為200μs。仿真使用六徑瑞利衰落信道，多徑時(shí)延設為[2 3 4 5 9 13]，信道Doppler效應采用Jakes模型構建，Doppler頻移fD=200 Hz，并且不同發(fā)射接收天線(xiàn)對的信道衰落獨立同分布，子載波分別使用QPSK和16QAM調制方式。

　　圖2是STBC-OFDM通信系統(2×1)和僅OFDM通信系統分別在QPSK調制方式下的誤碼率性能曲線(xiàn)。圖3是在相同條件下采用16QAM調制方式，單天線(xiàn)OFDM、STBC-OFDM和SFBC-OFDM的誤碼率曲線(xiàn)。

　　仿真結果表明，與僅OFDM的通信系統相比，采用STBC和SFBC發(fā)射分集的OFDM系統的誤碼性能有顯著(zhù)提高。從圖3可以看出SFBC誤碼率低于STBC誤碼率，由于STBC解碼時(shí)，假設在鄰近幾個(gè)OFDM符號周期內，信道傳輸矩陣近似不變，而在SFBC解碼時(shí)只是假設在一個(gè)OFDM符號內鄰近幾個(gè)子載波的時(shí)刻，信道傳輸矩陣近似不變。因此，在快衰落信道中，SFBC比STBC性能更加優(yōu)越。另外，從圖2、3還可看到不同映射方式的優(yōu)劣，存BER為10-2時(shí)，采用QPSK映射方式估計需要的SNR為11，采用16QAM映射方式需要的SNR為18 dB，既QPSK優(yōu)于16QAM。因為在信號的平均功率相同的條件下，相鄰星座點(diǎn)之間的最小距離越大，抵抗噪聲等十擾的能力越強。顯然，QPSK星座點(diǎn)之間的最小距離大于16QAM情況的最大距離，因而在QPSK中判錯的可能性也最小。

　　5 結束語(yǔ)

　　空時(shí)編碼和空頻編碼應用于OFDM通信系統后，在降低解碼復雜度的同時(shí)，使系統性能獲得很大的提高，采用STBC和SFBC發(fā)送分集技術(shù)，能有效改善移動(dòng)通信系統的性能，克服頻率選擇性哀落，降低誤碼率，提高分集增益。同時(shí)，信道估計對于采用空時(shí)／頻編碼的MTMO-OFDM系統至關(guān)重要，本文進(jìn)行信道估計時(shí)，采用的正交性導頻沒(méi)計大大降低了計算復雜度，實(shí)現簡(jiǎn)單。