新一代有源箝位PWM控制器UCC289l系列及其應用

　　摘要：討論了有源箝位拓撲的基本原理，介紹了UCC2891系列的引腳功能及實(shí)現ZVS有源箝位工作的原理，給出了一個(gè)典型應用電路及其實(shí)驗結果。

　　關(guān)鍵詞：有源箝位;ZVS;功率傳輸;諧振

　　O 引言

　　對于輸出功率在50～500 W的單路或多路的開(kāi)關(guān)電源，單端正激電路是較佳的拓撲選擇。單端正激變換器中的變壓器磁復位技術(shù)，有多種選擇。由于有源箝位技術(shù)可以實(shí)現ZVS(零電壓開(kāi)關(guān))，降低主功率開(kāi)關(guān)的應力，減少EMT，擴展占空比范圍，有效地改善了變換器的效率，因而獲得了廣泛的應用。

　　但有源箝位技術(shù)的缺點(diǎn)之一是需要精確的箝位占空比，如果沒(méi)有箝位在某一最大值上，增加的占空比可能會(huì )導致變壓器磁芯的飽和或主功率開(kāi)關(guān)M0SFET上的附加電壓應力增加，從而導致災難化的后果。另一缺點(diǎn)則是需要對同步延遲時(shí)間進(jìn)行精確的控制。

　　在有源箝位專(zhuān)利技術(shù)到期之后，德州儀器公司又推出了新一代有源箝位控制器UCC289l-94，它以全新的高壓起動(dòng)技術(shù)，對應高邊箝位、低邊箝位給出4款控制器。它適用于有源箝位的正激或反激變換器，是一款峰值電流型、固定頻率、高性能的脈寬調制器。其包含有對主功率及箝位M0SFET的驅動(dòng)，易于調整主輔輸出的延遲，其中UCC2891/93內包含110 V高壓起動(dòng)源，還有內部可凋的斜波補償、精密占空比限制、單電阻設置頻率或外同步、精密的線(xiàn)路UVLO，大幅度地減少了外部元件。

　　1 UCC2891的內部功能框圖及引腳功能

　　UCC2891-94內部功能方框圖如圖1所示。

　　采用UCC2891設計了一個(gè)輸入電壓48V，輸出3.3 V/30 A，次級采用同步整流的正激變換器。其原理圖如圖2所示。主電路如圖3所示。

　　UCC289l的引腳功能如下。

　　RDEL(腳1) 此端內部連接一個(gè)大約2.5V的直流源。用電阻RDEL接到CND(腳6)，可為UCC2891控制器設置兩個(gè)開(kāi)關(guān)的柵極驅動(dòng)信號的延遲。對OUT(腳13)關(guān)斷、AUX(腳14)開(kāi)通或AUX(腳14)關(guān)斷、OUT(腳13)開(kāi)通的轉換時(shí)間都相等。延遲時(shí)間tDEL的定義如下。

　　延遲時(shí)間的正確選擇可參考有源箝位功率轉換器的設計。

　　RTON(腳2) 此端內部連接到一個(gè)大約2.5V直流源。將電阻RON連接到GND(腳6)，設置內部定時(shí)電容的充電電流。RTON端連同RTOFF端(腳3)被用來(lái)設置工作頻率和UCC2891系列的最大工作占空比。

　　RTOFF(腳3) 此端內部連接到一個(gè)大約2.5 V的直流源。將電阻ROFF連接到GND，設置內部定時(shí)電容的放電電流。RTON和RTOFF端用來(lái)設置開(kāi)關(guān)周期TSW和最大工作占空比DMAX，它們可用式(2)～式(5)計算。

　　VREF(腳4) 控制器的內部5V的偏置源接到此端。此內部偏置調整器需要一個(gè)高質(zhì)量的陶瓷旁路電容CVREF與CND相連接，這樣可以濾去噪聲并且為調整器電路提供補償。旁路電容CVREF的最小值為0.22μF，它受調整器的穩定性的限制，最大旁路電容值可達到大約22μF。

　　VREF在內部實(shí)現限流并可以提供大約5mA的電流供給外部電路。當發(fā)生欠壓鎖定(UVLO)時(shí)，使UCC2891控制器工作時(shí)有基準可用，關(guān)于欠壓鎖定電路的功能參考功能描述部分。

　　SYNC(腳5) 此端為外時(shí)鐘信號輸入端，此時(shí)鐘信號可用來(lái)將控制器UCC2891系列的內部振蕩器同步。同步頻率必須要比片上振蕩器的自由運行頻率高，即TSYNC

　　GND(腳6) 此端為UCC2891內部所有小信號控制電路提供一個(gè)參照電平。

　　CS(腳7) 此端直接輸入到PWM和控制器UCC2891系列的電流限制比較器。CS端從來(lái)都不可以直接連接到功率轉換器的電流采樣電阻RCS上。在電流采樣電阻和CS端之間加入一個(gè)小型通用的RC濾波器，這對于調節片上斜率補償電路的正常工作和保護連接到CS端的功放晶體管都是必須的。

　　斜率補償通過(guò)一個(gè)流出CS端線(xiàn)性增長(cháng)的電流經(jīng)RF來(lái)實(shí)現。斜率補償電流只出現在轉換器的主功率開(kāi)關(guān)柵極驅動(dòng)信號的導通期間。CS端的內部下拉晶體管在定時(shí)電容放電期間被激活。間隔時(shí)間是(1-DMAX)TSW，并表示主功率開(kāi)關(guān)確保關(guān)斷的時(shí)間。

　　RSLOPE(腳8) 此端與CND之間的電阻RSLOPE設置斜率補償電流的幅度。在主功率柵極驅動(dòng)導通期間，RSLOPE上的電壓代表內部定時(shí)電容的波形。隨著(zhù)定時(shí)電容的充電，RSLOPE兩端的電壓也增大，引起電流波形的線(xiàn)性增長(cháng)。為了斜率補償而供給CS端的電流與流過(guò)RSLOPE的電流是成正比的。

　　由于在RSLOPE端為高速交流電壓波形，要求接到RSLOPE端的外部電路元件的寄生電容和電感應適當地減小。

　　FB(腳9) 此端是UCC2891系列脈寬調制電壓的輸入端。由一個(gè)外部誤差放大器提供，它比較轉換器的輸出電壓和基準電壓，并且用一個(gè)電壓調節電路來(lái)補償。通常，誤差放大器在隔離功率轉換器的次級處，并且輸出電壓通過(guò)一個(gè)光耦經(jīng)隔離送過(guò)來(lái)，因此FB端通常由一個(gè)光耦來(lái)驅動(dòng)。連接到VREF端一個(gè)外部上拉電阻作為反饋電路的一部分。

　　控制電壓在內部被緩沖，并且通過(guò)一個(gè)分壓器接到PWM比較器上，它與電流檢測電路的信號電平是兼容的。FB端口可用的電壓范圍為從1.25V到4.5V。低于1.25V閾值的控制電壓會(huì )導致零占空比;高于4.5V的控制電壓會(huì )導致最大占空比DMAX。

　　SS/SD(腳10) 連接于此端與GND之間的電容Css決定了功率轉換器的軟起動(dòng)時(shí)間。軟起動(dòng)電容通過(guò)一個(gè)精密的內部直流電流源充電，此內部直流源由連接到腳2的RON電阻決定，軟起動(dòng)電流Iss定義如式(6)。

　　這個(gè)直流電流源給Css從O～5 V充電。在UCC2891系列控制器的內部，軟起動(dòng)電容的電壓被緩沖，然后與FB端的控制電壓信號一起進(jìn)入一個(gè)或門(mén)。兩個(gè)電壓中較低的通過(guò)連接在FB端的分壓器來(lái)形成控制器的PWM的引擎。據此，SS端有用的控制電壓范圍與FB端的控制電壓范圍相接近，在1.25～4.5V之間。

　　PGNC(腳11) 此端為所有UCC2891系列的內部大電流電路的專(zhuān)用連接端?？刂破鞯拇箅娏鞑糠职▋蓚€(gè)大電流柵極驅動(dòng)器和除了VREF之外的不同的偏置連接。當PGND和GND在內部被連接在一起時(shí)，也需要一個(gè)低阻抗的兩個(gè)地端的外部連接。推薦給小電流的動(dòng)作元件(RDEL，RON，ROFF，CVREF，CF，RSLOPE，CSS和前饋電路內的光耦的發(fā)射極)構成一個(gè)獨立的地。此獨立地應當與功率轉換器的其它的地(PGND)有一個(gè)單獨的連接，此連接應當在控制器的腳6與腳11之間。

　　AUX(腳12) 此端是輔助開(kāi)關(guān)的大電流柵極驅動(dòng)輸出端，此輔助開(kāi)關(guān)實(shí)現功率級有源箝位。UCC2891和UCC2892的輔助輸出端AUX作為箝制開(kāi)關(guān)驅動(dòng)P溝道場(chǎng)效應管，因此AUX端需要一個(gè)主動(dòng)的低電平工作(當輸出為低電平時(shí)開(kāi)關(guān)為開(kāi)通狀態(tài))。UCC2893和UCC2894控制器是N溝道輔助開(kāi)關(guān)的最佳選擇，因此該輔助開(kāi)關(guān)提供傳統的主動(dòng)的高電平驅動(dòng)信號。

　　OUT(腳13) 這個(gè)大電流輸出驅動(dòng)一個(gè)外部N道MOSFET。UCC2891系列內部的每一個(gè)控制器都為轉換器的主功率開(kāi)關(guān)提供高電平驅動(dòng)信號。由于這些輸出(AUX，OUT)是高速和大電流驅動(dòng)源，連接到這些輸出端的外部電路元件的寄生電感應當適當地最小化。在柵極驅動(dòng)電路中避免不必要的寄生電感的一個(gè)潛在的方法就是在非常接近于MOSFET柵極的地方放置控制器IC，并且確保輸出(AUX，0UT)和MOSFET的柵極連接有較寬的線(xiàn)條。

　　VDD(腳14) VDD是為IC電路內部大電流柵極驅動(dòng)器，內部5V偏置調整器和欠壓鎖定電路等幾部分供電的總電源端。為了減少偏置源上的開(kāi)關(guān)噪音，一個(gè)高質(zhì)量的陶瓷電容CHF必須很接近地放在VDD端和PGND端來(lái)提供足夠的濾波。推薦CHF的值為lμF。但是它的值會(huì )受外部功率級的MOSFET參數的影響。

　　此外對于低阻抗高頻率的濾波，控制器的偏置源需要一個(gè)有足夠大的存貯能量的電容CBLAS用來(lái)并聯(lián)于CHF上。在開(kāi)機期間，這個(gè)貯存能量的電容必須能提供使UCC2891運行的保持時(shí)間(包括柵極驅動(dòng)電源要求)。在正常工作時(shí)，控制器必須從輔助繞組供電，關(guān)斷起動(dòng)用的晶體管，或通過(guò)一個(gè)輔助偏置源來(lái)供電。在輔助偏置源供電的情況，能量的貯存是由該偏置源的輸出電容提供的。

　　LINE UV(腳15) 欠壓鎖定功能的輸入電壓檢測端。電源供應器的輸入電壓通過(guò)一個(gè)外部分壓器(RIN1，RIN2)來(lái)定出欠壓比較器的閾值電壓I.27 V。一旦超過(guò)線(xiàn)路監視的輸入閾值，內部電流源就被連接到LINEUV端。此電流發(fā)生器由連接于腳1的電阻RDEL調整，實(shí)際電流IHYST值由式(7)給出。

　　由于電流經(jīng)過(guò)分壓器的RIN2，欠壓鎖定的窗口閾值是線(xiàn)性監視器電路的窗口并可以精密調節IHYST和RIN2的一個(gè)函數。

　　VIN(腳16)(只適用于UCC2891和UCC2893)UCC2891和UCC2893有一個(gè)高壓起動(dòng)源，P溝道的JFET從供應轉換器的輸入電源啟動(dòng)開(kāi)始工作，在這里輸入電壓不能超過(guò)啟動(dòng)晶體管的最大額定值llOV。在這些應用中，VlN端可直接連接到輸入電源的正極。內部JFET啟動(dòng)晶體管為連接于VDD和PGND的貯能電容提供一個(gè)大約15 mA的充電電流。當VDD端上的電壓超過(guò)13.5V時(shí)，起動(dòng)部分立即被關(guān)斷，控制器的欠壓鎖定的入口開(kāi)通。當過(guò)大的柵極驅動(dòng)電流產(chǎn)生時(shí)，為保護IC不超出允許的功率損耗，JFET在器件正常工作后被禁止。

　　LINEOV(腳16) (只適用于UCC2892和UCC2894)在UCC2892和UCC2894控制器中沒(méi)有采用高壓起動(dòng)設備。腳16有一個(gè)不同的功能：它用來(lái)監視輸入電源電壓，提供精確的過(guò)壓保護功能。電路實(shí)現過(guò)壓保護與欠壓鎖定功能監視輸入電源的應用技術(shù)相似。這允許實(shí)現一個(gè)精密閾值和只用一個(gè)端子的窗口比較器。電源供應器的輸入電壓檢測值被限定為l.27 V，通過(guò)外部分壓器RIN3、RIN4的過(guò)壓保護比較器的閾值電是1.27 V。一旦超出線(xiàn)路監視器的輸入電壓閾值，內部電流源就會(huì )被連接到LINEOV端。電流發(fā)生器由連接于控制器的腳l的電阻RDEL控制，實(shí)際電流，IHYST值與式(7)給出。

　　隨著(zhù)此電流流入輸入分壓器的RIN4，過(guò)壓保護的窗口閾值是線(xiàn)路監視電路的窗口可精密調節的IHYST和RIN4的函數。

　　2 有源箝位的工作原理

　　由UCC2891構成的有源箝位單端正激變換器的主電路如圖3所示。

　　參考文獻(3)和(4)，將有源箝位分為8個(gè)階段，深入地研究了開(kāi)關(guān)過(guò)程中的電流變換。以圖3為基礎，以低邊有源箝位為例子，在一個(gè)完整的開(kāi)關(guān)周期t0~t4中，簡(jiǎn)化描述出4個(gè)性質(zhì)不同的開(kāi)關(guān)過(guò)程，分別如圖4～圖7所示。

　　2.1 t0~t1功率傳輸

　　如圖4所示，在此階段功率由主開(kāi)關(guān)傳輸至二次側，此時(shí)S1導通，在此條件下剛好在ZVS條件下導通。因其體二極管先前已經(jīng)在導通狀態(tài)，初級電流通過(guò)S1，其中包括變壓器的磁化電流加上折算到二次側的輸出電流。在二次側，正向的同步整流SF導通，并且流過(guò)整個(gè)負載電流。在先前狀態(tài)，負載電流流過(guò)同步整流SR的體二極管，所以SF是硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)開(kāi)啟損耗的。

　　2.2 tl→t2諧振狀態(tài)

　　如圖5所示，這是整個(gè)開(kāi)關(guān)周期中出現的兩個(gè)諧振狀態(tài)的第一個(gè)，此狀態(tài)S1在ZVS狀態(tài)下關(guān)斷，初級電流仍舊連續地通過(guò)CCL流過(guò)D2，S2必須是P溝道MOSFET(對低邊箝位)，由于此時(shí)二次負載電流流過(guò)續流MOSFET。此時(shí)無(wú)折射到一次側的電流。所以?xún)H有流過(guò)D2的電流為變壓器的磁化電流。因此S2體二極管損耗很小，并且給出了S2的ZVS狀態(tài)開(kāi)啟的條件。S1關(guān)斷和S2開(kāi)啟之間的延遲時(shí)間即諧振周期是已知的。

　　這是識別有源箝位同其它單端變壓器復位方式的主要方法。在二次側SF是在硬開(kāi)關(guān)方式下關(guān)斷的，整個(gè)負載電流卻是通過(guò)DR的。對于大電流輸出的應用，DR的導通損耗成為整個(gè)功耗的主要部分，這也是限制工作頻率進(jìn)一步提高的關(guān)鍵因素。當然DR的導通對SR在ZVS狀態(tài)下開(kāi)啟仍是必要的，雖然對于自偏置同步整流來(lái)說(shuō)不可能去掉它，但仍要盡量減小DR的導通時(shí)間，令其接近于0。

　　2.3 t2→t3有源箝位

　　如圖6所示，這是有源箝位狀態(tài)，此時(shí)變壓器初級復位，雖然圖6的等效電路示出初級電流反轉，變壓器從正向至負向的電流流向實(shí)際都是鋸齒狀，當磁化電流達到正向峰值時(shí)，又回到原狀態(tài)，從O反向升起。在初級側，S2現在在不同的輸入電壓VIN和箝位電容電壓值之間完全地導通且加到變壓器初級側，S2在磁化電流流過(guò)時(shí)會(huì )有很小的導通損耗。而在二次側SR則流過(guò)整個(gè)負載電流，有較高的導通損耗。

　　2.4 t3→t4諧振狀態(tài)

　　如圖7所示，這是一個(gè)完整周期中出現的第二次諧振狀念，在此狀態(tài)下，S2在ZVS狀態(tài)下關(guān)斷，初級電流仍然反向流動(dòng)，只不過(guò)是通過(guò)S1的體二極管D1，初級電流是負向的，但在此期間，此電流方向將要反轉(已經(jīng)很小)。S1的體二極管開(kāi)始導通，為S1的導通設置ZVS導通條件。而在二次側，DR剛好在導通狀態(tài)下讓SR關(guān)斷，因此SR在ZVS狀態(tài)下關(guān)斷。根據經(jīng)驗，不可避免地因體二極管導通出現功耗。在t4完成時(shí)，開(kāi)關(guān)周期又返回t0~t1狀態(tài)。

　　由上述分析可知，圖3電路主開(kāi)關(guān)S1及輔助開(kāi)關(guān)S2實(shí)現了零電壓(ZVS)切換。

　　3 UCC2891的應用

　　UCC2891/3內含llOV高壓起動(dòng)源;UCC2892/4則內含輸人電壓監視功能。芯片內設計有斜坡補償、精密占空比控制、外同步等功能。

　　由UCC2893實(shí)現的反激變換器如圖8所示。

　　由UCC2891實(shí)現的正激變換器如圖9所示。

　　對箝位的輔助開(kāi)關(guān)的高邊驅動(dòng)和低邊驅動(dòng)分別如圖10和圖11所示。

　　4 設計實(shí)例

　　如圖2所示為采用UCC2891設計的次級同步整流的正激變換器，變換器的技術(shù)指標如表1所列。

　　5 結語(yǔ)

　　UCC2891控制IC，提供了有源箝位工作的各項控制功能，它的精確控制箝位占空比和同步延遲時(shí)間技術(shù)，將有源箝位技術(shù)提高到一個(gè)新的水平。由它實(shí)現的100 W單端正激變換器達到了較高的技術(shù)指標。在有源箝位技術(shù)專(zhuān)利到期的今天，它的出現，必將為有源箝位技術(shù)在中小功率單端變換器的應用產(chǎn)生很大的推進(jìn)作用。