10位40MSPS模數轉換器片內基準電壓源設計

　　在模擬集成電路中基準電壓源是一個(gè)非常重要的模塊，一個(gè)有效的基準電壓源應在一定的范圍內基本上與電源電壓變化、工藝參數變化及溫度無(wú)關(guān)。在高精度高速的數模轉換器中，一個(gè)精確的高電源抑制與溫度抑制的基準電壓的設計是至關(guān)重要的，其基準電壓源的精度直接影響到模數轉換器的精度。本文設計了一個(gè)小面積、高精度、高電源抑制與溫度抑制的基準電壓源以滿(mǎn)足10位40MSPS的模數轉換器的要求(根據10位ADC的要求，基準電壓源的溫度誤差應小于1/210=1/1024=976×10-6)。

　　所設計的基準電壓源的工作電壓為5V，在本芯片中，采用了高精度的帶隙基準電壓源作為基本電壓源，另外根據FLASHAD的工作原理，設計了由同一個(gè)帶隙電壓源的基礎上產(chǎn)生兩組基準電壓，即RET(3.5V)和REB(1.5V)，在A(yíng)DC中使用時(shí)則利用了其差值作為其比較電壓，進(jìn)一步確保了基準電壓源的精度。在芯片中，基準電壓源電路主要由兩部分構成:一部分為帶隙基準電壓源產(chǎn)生電路;另一部分為由帶隙基準電壓源產(chǎn)生兩組基準電壓。

　　1　帶隙基準電壓源電路設計

　　帶隙基準電壓源(band-gap)是基準電壓模塊的核心部分，為了以最小面積、最低成本實(shí)現高性能的帶隙基準電壓源，所設計的電路如圖1所示。該電路按功能可分為帶隙電壓產(chǎn)生電路、啟動(dòng)電路以及PTAT電路。

　　圖1　帶隙基準電壓源

　　啟動(dòng)電路:啟動(dòng)電路由M5、M6、M7以及運算放大器的偏置電路構成(如圖1所示)，當電路加上電壓時(shí)，M5的柵電位為0V，則M5導通，通過(guò)電流鏡M6與M7給M1、M3、M5提供電流，電路開(kāi)始工作。在電路正常工作后，運算放大器的輸出，提高了M5的柵電位，從而使M5截止，啟動(dòng)電路停止工作，并且M5設計成一個(gè)倒比管以減小啟動(dòng)電流。

　　帶隙電壓產(chǎn)生電路:主要由Q1、Q2、R1、R2、opamp及恒流源(M1、M2、)構成，根據理想運算放大器的特性及pn結的I/V特性有

　　VBE1+I1R1=VBE2 (1)

　　VTln(I1/IS1)+I1R1=VTln[(I2+I4)/IS2] (2)

　　且因I2=n1I1，I4=n2I1;Q1、Q2的面積比設為n3，IS1/IS2=n3;故式(1)與(2)可簡(jiǎn)化為

　　I1=VTln[(n1+n2)n3]/R1 (3)

　　VREF=I2R2+VBE2=n1VTln[(n1+n2)n3]R2/R1+VBE2 (4)

　　適當選擇n1、n2、n3、R1、R2可設計出一個(gè)1.25V電壓的高精度基準電壓源。

　　PTAT電路:主要由M1、M2、M3、M4構成的恒流源組成(如圖1所示)，它們的電流I1、I2、I4與絕對溫度成正比，即為PTAT電流;通過(guò)利用PTAT電流與負溫度系數VBE構成為其在某一溫度下其溫度系數為零的基準電壓源。

　　由以上分析可知:帶隙電壓源是利用理想運算放大器的兩輸入端虛短設計的，故運算放大器的設計要求很高，最重要的指標是運算放大器的增益，增益越高則運算放大器越接近理想、誤差越小。本文設計了一個(gè)面積小、增益高、輸入范圍大的新型CMOS運算放大器。

　　2　band-gap中運算放大器的設計

　　傳統的串聯(lián)反饋CMOS運算放大器的結構如圖2所示。輸入級可利用圖3推導出

　　通過(guò)式(5)、式(7)可以看出其輸入范圍比傳統的不帶反饋的二級放大器大，而增益卻減小了。

　　即這種運算放大器的特點(diǎn)為大輸入范圍，但增益較小。

　　圖2　串聯(lián)反饋電阻運算放大器

　　圖3　串聯(lián)反饋電阻運算放大器等效電路圖

　　通過(guò)式(7)可知提高增益的一個(gè)有效辦法就是增大輸出電阻，但若直接串聯(lián)上電阻，由于電阻工藝誤差和寄生電容都比較大，會(huì )造成難以控制因素增多，而MOS管的工藝一致性比較好，為此提出了一種運算放大器的結構(如圖4):主要是通過(guò)增加M8、M9來(lái)提高增益，從而以較小面積實(shí)現高增益運算放大器，即在第一級的輸出端增加了兩個(gè)MOS管M8、M9，這兩個(gè)MOS管的柵電壓相同，第一級的右半部分M2輸出通過(guò)M8的漏極輸入，M9的源極輸出，這兩個(gè)MOS管等效為一個(gè)電阻;同時(shí)M9起頻率補償作用，其近似等效電路如圖5所示，由此可得到

　　R1=RL//(rO+R+RS)AV1=gm1[RL//(rO+R+RS)]/(1+gm1RS) (8)

　　上式中，R為M8與M9的等效電阻，顯然式(8)中的輸出阻抗[RL//(rO+R+RS)]大于式(7)中的輸出阻抗RL//(rO+RS)，即串聯(lián)M8、M9就相當于提高了輸出電阻，進(jìn)而提高了運算放大器的增益。

　　圖4　新型CMOS運算放大器

　　圖5　新型CMOS運算放大器等效電路

　　采用Chartered CMOS 0.35μm5V工藝庫對以上兩種運算放大器進(jìn)行Hspice仿真，其仿真結果分別如圖6與圖7所示，由圖7可以看出串聯(lián)了M8、M9的新型CMOS運算放大器的增益約為88dB;而串聯(lián)反饋電阻運算放大器增益大約為75dB(如圖6所示)。

　　圖6　串聯(lián)反饋電阻運算放大器增益

　　圖7　新型CMOS運算放大器增益

　　3　基準電壓源RET、REB的設計

　　在帶隙基準電壓源產(chǎn)生的基礎上，為了進(jìn)一步減小基準電壓源對ADC性能的影響，在A(yíng)DC芯片中還設計了基于同一帶隙基準電壓源的兩組基準電壓源RET與REB(如圖8所示)，利用其差值作為ADC的比較基準電壓，進(jìn)一步減小帶隙電壓源絕對誤差的影響。

　　圖8　基準電壓源RET、REB產(chǎn)生電路原理框圖

　　該部分電路是運用運算放大器及其反饋的原理設計的，當Vref(

　　帶隙電壓源產(chǎn)生的電壓)為1.25V時(shí)，調節R4與R5之比使運算放大器op1的輸出電壓為3.5V，通過(guò)運算放大器op2的跟隨作用，得到Vref1的電壓為3.5V，再通過(guò)調節電阻R6與R7的比值使Vref2的電壓為1.5V。為了提高它們的驅動(dòng)能力，設計了運算放大器op3與op4構成的跟隨器電路，得到了具有較高驅動(dòng)能力的電壓分別為3.5V與1.5V的兩組基準電壓源RET與REB。

　　4　基準電壓源的仿真

　　對所設計的帶隙電壓源進(jìn)行Hspice仿真(采用Charted CMOS 0.35μm5V工藝)，結果表明:采用新型的CMOS運算放大器后此帶隙電壓源的平均溫度系數小于10-4/°C，仿真結果如圖9所示(本芯片的溫度范圍為-10～150°C，由圖9可知:在此溫度范圍內基準電壓變化小于110mV，即平均溫度系數為:110mV/110°C=10-4/°C);基準電壓源隨電源電壓變化的最大偏差為5mV，仿真波形如圖10所示(本芯片的電壓工作范圍:4.75～5.25V)。

　　圖9　基準電壓對溫度的抑制

　　圖10　基準電壓的電源抑制

　　5　測試

　　對所設計的ADC芯片進(jìn)行了流片，圖11為用于測試的芯片及其接口，其中間部分就是所設計的芯片。

　　對芯片進(jìn)行了測試:改變工作電壓，對基準電壓的輸出端RET進(jìn)行測試，其結果如圖12所示，結果表明:在工作電壓范圍內，基準電壓源的最大偏差為5mV。同樣測得REB的值，計算同一VDD時(shí)RET-REB的值，可得其值恒定為2.0V，因此所設計的片上基準電壓源的電源抑制比高，而且RET-REB的差值恒定，為ADC中的比較器提供了穩定的比較電壓，能很好地滿(mǎn)足10位40MSPS的要求。

　　圖11　所設計芯處片及接口

　　圖12　RET隨VDD變化的測試結果

　　6　結論

　　由于采用了新型的高增益CMOS運算放大器作為帶隙基準電壓源的運算放大器，從而大大提高了帶隙電壓源的精度，并且采用基準電壓的差值作為ADC中比較器的比較電壓，更進(jìn)一步減小了誤差，經(jīng)測試所設計的基準電壓源能很好滿(mǎn)足ADC的要求。所設計的基準電壓源具有面積小、低溫度系數以及隨電源電壓變化的偏差小等特點(diǎn)。