數字功率放大器

前言
現代高保真立體聲系統都采用數字信號音源：諸如激光唱片（CD）、數字錄音帶（DAT）、數字音頻廣播（DAB）等。數字語(yǔ)音和樂(lè )音信號通常是脈沖編碼調制的，具有12位，16位或更高的分辨率，取樣頻率分別為32KHz（DAB）；44.1KHz（CD）;或48KHz（DAT）。對這些數字信號，傳統的方法是將它送到D/A變換器變換成模擬信號，經(jīng)低通濾波后再送至模擬功率放大器來(lái)驅動(dòng)系統的揚聲器。
數字信號在存儲、傳輸和處理方面的優(yōu)點(diǎn)是眾所周知的，數字系統的保真度、可靠性和經(jīng)濟性大大超過(guò)了模擬系統。因此，在信號鏈最后一環(huán)，即功率放大級，采用數字技術(shù)也是順理成章的。一個(gè)顯而易見(jiàn)的數字功放方案可以采用脈寬調制（PWM）技術(shù)，其簡(jiǎn)化的方框圖如圖1所示。一個(gè)低功率音頻信號（該信號可以是模擬的也可以是數字的），送入脈寬調制器，它產(chǎn)生一個(gè)二進(jìn)制PWM波形，對它進(jìn)行功率放大，放大后的PWM信號再加到PWM解調器（通常是一個(gè)低通濾波器），最終得到一個(gè)功率音頻信號。這類(lèi)功率放大器也稱(chēng)為D類(lèi)放大器。
PWM放大器最重要特性是簡(jiǎn)化了功率放大過(guò)程。就二進(jìn)脈沖信號放大而言，功率放大過(guò)程簡(jiǎn)化為高功率DC電壓源和由低功率PWM信號控制的開(kāi)關(guān)電路，如圖2所示。圖中LC低通濾波器取代了PWM解調器；電阻RL是負載電阻，就是揚聲器。在實(shí)際電路中，開(kāi)關(guān)用兩個(gè)快速功率MOSFET構成，為了避免在準靜態(tài)工作時(shí)負載上產(chǎn)生直流偏移，可以采用橋式結構。
與A/AB/B類(lèi)放大器相比，D類(lèi)放大器最大的優(yōu)點(diǎn)是其理想效率可達100%。對開(kāi)關(guān)工作的晶體管，開(kāi)啟時(shí)開(kāi)關(guān)上的電壓為0；關(guān)閉時(shí)開(kāi)關(guān)中的電流為0，因其功耗接近于0。這樣，D類(lèi)放大器能提供體積小，成本低的高功率放大器。此外，D類(lèi)放大器不存在交叉畸變，交叉畸變在B類(lèi)放大器中最為明顯。
模擬PWM與數字PWM
脈寬調制的對象可以是模擬信號，也可以是數字PCM信號。兩者的調制過(guò)程是相同的，輸出的脈沖列也是類(lèi)似的，但兩者變換后的頻譜是有本質(zhì)上差別的，這也直接導致信號處理的差異，下面對這兩種信號作簡(jiǎn)單的分析。
脈沖下降邊自然PWM（NPWM）是一種經(jīng)典的PWM電路，它由鋸齒電壓發(fā)生器和電壓比較器構成，如圖3。對模擬輸入信號，鋸齒波的固定頻率應大于輸入信號最高可能的頻率，它直接確定了PWM信號的脈沖速率。輸入信號和輸出波形的定時(shí)關(guān)系示于圖4（G）。為了深入了解音頻信號在PWM后的性質(zhì)，通常采用頻譜分析法。對單頻正弦波信號，下降邊NPWM頻譜由輸入頻率，載波和它的各次諧波，輸入信號與載波及各次諧波的和頻和差頻組成。它的特點(diǎn)是，輸入頻率沒(méi)有諧波，但輸入與載波的調制積會(huì )向輸入頻率方向回落，這一點(diǎn)是非常重要的。為了不使調制積影響音頻基帶，載波頻率應大大高于輸入信號的最高可能頻率。在實(shí)際PWM設計中，音頻基帶覆蓋了DC至20KHz的整個(gè)頻帶，PWM載波通常在200KHz至300KHz之間。
與上述模擬PWM相似，我們也可以直接將均勻取樣PCM信號變換為數字PWM信號，然后進(jìn)行功率放大。PCM至PWM變換稱(chēng)為數字PWM。數字PWM不同于PCM信號用D/A變換器變換成模擬信號，再用上面已介紹的方法將模擬信號變換成PWM信號。
一個(gè)數字PWM是將幅度取樣脈沖直接變換成與取樣幅度成正比的脈沖列。倘若仍采用下降低NPWM電路，通常稱(chēng)為均勻取樣PWM（UPWM），其取樣定時(shí)圖如圖4（b）所示。它的頻譜同樣包含輸入頻率，載波和各次諧波，以及兩者的調制積。但存在一個(gè)明顯的區別，即它的基頻帶中含有輸入頻率的諧波，且其幅度隨調制率和載波頻率而增加。
數字PWM線(xiàn)性化技術(shù)
頻譜分析表明，均勻取樣PCM信號直接變換成PWM數據會(huì )導致音頻基帶中的高次諧波成分，造成失真，無(wú)法在高保真系統中應用。因此，在PCM數據送入PCM至PWM變換器之前應先進(jìn)行預處理，以補償其非線(xiàn)性。在各種線(xiàn)性化方案中，偽NPWM法和動(dòng)態(tài)濾波法尤為常見(jiàn)。下面扼要介紹這兩種方案的出發(fā)點(diǎn)和基本工作原理。
偽NPWM（PNPWM）法是在均勻取樣PCM數據上來(lái)摹仿模擬NPWM過(guò)程。上面分析表明，模擬NPWM信號在基帶內是不存在諧波成分的，而數字UPWM信號卻存在諧波成分，試比較圖5上兩者的取樣波形，鋸齒波與均勻取樣PCM信號的交叉點(diǎn)和鋸齒波與原始模擬信號的交叉點(diǎn)確實(shí)存在著(zhù)差別。這意味著(zhù)，為了補償非線(xiàn)性，必須在特定PWM脈沖時(shí)間間隔內重構模擬信號。全構模擬輸入波形的正確分析表達式應是由無(wú)數個(gè)成比例和時(shí)延的正弦函數組成，取樣鋸齒波則可描述為一個(gè)一階方程，于是重構模擬信號與鋸齒波的交叉點(diǎn)需求解這兩個(gè)相應的聯(lián)立方程。當然，一種更為實(shí)用的方法是用n階多項式來(lái)近似模擬輸入波形，每個(gè)間隔內的多項式可利用n+1個(gè)PCM數據間隔兩邊的邊界條件來(lái)重構。近似多項式的階數越高，其誤差越小。為了避免使用高階方程分析解法，可采用諸如Newton-Raphson等數值算法。
PNPWM法是在基帶中更正諧波成分的十分有效手段，但NPWM固有的調制積的和頻與差頻會(huì )落入基帶這一基本事實(shí)是無(wú)法消除的，因而PNPWM仍需采用高載波頻率，至少是4倍于音頻取樣速率。
第二種方案是動(dòng)態(tài)濾波法。為了更好理解這一方法，首先應對數字PWM固有的非線(xiàn)性作更深入的分析，著(zhù)眼點(diǎn)是對PCM和PWM兩種脈沖信號進(jìn)行比較，這兩種信號都是脈沖列，都用低通濾波器解調，前者沒(méi)有非線(xiàn)性，后者卻存在非線(xiàn)性，這說(shuō)明兩種脈沖信號存在著(zhù)內在的差異。矩形脈沖的Fourier變換為:
f(t)=rect( t/T)     F(t)=Tsin(tT)
參見(jiàn)圖6，十分顯然，PCM脈沖的寬度是恒定的，其傳輸函數也是恒定的，只是幅度在按比例變化；而PWM卻不同，它在每個(gè)時(shí)間間隔內的寬度是不同的，具有各自相對于幅度比和頻率比的Fourier變換，或者說(shuō)傳輸函數是隨時(shí)間變化的，因而PWM系統可以看成是帶時(shí)變傳輸函數的PCM系統。為了線(xiàn)性化PWM系統，需用均衡濾波器來(lái)補償與取樣有關(guān)的變化。這種隨取樣而改變的濾波器稱(chēng)為動(dòng)態(tài)濾波器，它最終使總傳輸函數至少在基帶內是恒定的。
在實(shí)際使用時(shí)，例如每個(gè)取樣具有自己的4階FIR均衡濾波器，它的幅度響應近似為PWM取樣頻譜的倒數，從而使兩者乘積在基帶內恒定。需要注意的是，每個(gè)特定的4階FIR濾波器存在色散效應，即會(huì )影響取樣前、后2個(gè)取樣的響應，改變它們相對應的均衡濾波器輸出。此外，取樣基均衡法還依賴(lài)于確定迭代過(guò)程的收斂性。最后還要指出，根據模擬的結果，動(dòng)態(tài)濾波法也要適度的過(guò)采樣，4倍過(guò)取樣會(huì )取得良好的結果。
幾種實(shí)用數字功放集成電路
數字功放是一種新型器件，IC廠(chǎng)商自然不會(huì )放過(guò)這一商機，相繼推出了各具特色的數字功放產(chǎn)品。下面簡(jiǎn)要地介紹一些有代表性的器件。
TA2022是Tripath生產(chǎn)的模擬輸入立體聲集成化調制器和輸出級。它的與眾不同之處在于，其調制器采用擴頻開(kāi)關(guān)模式，而不是固定的頻率，因此公司稱(chēng)為“T類(lèi)”放大器。該器件在