一種高速低壓低靜態(tài)功耗欠壓鎖定電路

傳統的欠壓鎖定電路要求簡(jiǎn)單、實(shí)用，但忽略了欠壓鎖定電路的功耗，使系統在正常工作時(shí)，仍然有較大的靜態(tài)功耗，這樣就降低了電源的效率，并且無(wú)效的功耗增加了芯片散熱系統的負擔，影響系統的穩定性。

基于傳統的欠壓鎖定電路，本文提出一種CMOS工藝下的低壓低靜態(tài)功耗欠壓鎖定電路，并通過(guò)HSPICE仿真。此電路可以在1.5V～6V的電源電壓范圍下工作，閾值可調，翻轉速度很快。電源電壓正常工作時(shí)，此電路的靜態(tài)功耗可低于2μW。此電路結構簡(jiǎn)單，用標準CMOS工藝實(shí)現容易，可用于由電池供電的電源管理芯片或便攜設備中作欠壓保護電路。

1 欠壓鎖定電路工作原理

欠壓鎖定電路的基本原理圖如圖1所示。電路包括電壓采樣電路、比較器、輸出緩沖器和反饋回路。Vcc為待檢測的電源電壓，電阻R2、R3、R4組成Vcc的分壓采樣電路，實(shí)現對Vcc的采樣；NMOS開(kāi)關(guān)管MNl和電阻R1構成比較器，對采樣電壓和MNl的VTH進(jìn)行比較，并輸出比較結果；反向器INV1和INV2組成緩沖器電路，可對比較器的輸出波形進(jìn)行整形和緩沖，提高電路的負載能力；PMOS開(kāi)關(guān)管MP1構成正反饋回路，可以實(shí)現電路的遲滯功能，防止電路在Vcc的閾值附近振蕩，增加系統的穩定性。調整R2、R3、R4的大小可實(shí)現不同閾值和遲滯量的Vcc欠壓保護。

欠壓鎖定電路結構簡(jiǎn)單，工作電壓范圍寬，適應性強，且無(wú)需額外的基準電壓[2]，因此有著(zhù)廣泛的應用。電路正常工作時(shí)，MN1導通，流過(guò)R1的電流I1作為比較器的灌電流，全部流經(jīng)MN1到地。為使電路性能可靠，有較好的響應速度，電流I1通常需5μA～10μA。靜態(tài)時(shí)該電流為無(wú)效用電流，增加了系統的功耗，浪費了電源的能量，對系統的效率、散熱及穩定性產(chǎn)生了不好的影響，并且其響應速度也不夠快。如果用增大R1的阻值減小電流I1的大小，雖然可以降低功耗，但減慢了電路的響應速度，并嚴重影響了電路的穩定性，因此需要對該電路作進(jìn)一步的改進(jìn)。

2 改進(jìn)的電路

改進(jìn)的電路如圖2所示，電路結構由采樣、先導控制、比較器、遲滯反饋回路、加速響應電路、緩沖器六部分構成。電阻R1、R2、R3、R4構成分壓電阻網(wǎng)絡(luò )實(shí)現對Vcc的采樣；MNl、R5、INVl組成先導控制電路，實(shí)現對比較器灌電流的控制；MN2、R6、MP2組成比較器，實(shí)現采樣電壓與MN2的VTH比較；MP1構成正反饋回路，可實(shí)現Vcc的遲滯功能；INV2、MP3、R7構成正反饋回路，可加速比較器的翻轉，從而提高電路的響應速度；SCHMITT觸發(fā)器和INV3是緩沖電路，對比較器的輸出波形進(jìn)行緩沖和整形，SCHMITT觸發(fā)器的結構如圖3所示，其工作原理詳見(jiàn)參考文獻[3]；另外，電容C1起濾波和儲能作用。

本電路通過(guò)低功耗的先導控制電路控制電流較大的比較器的灌電流，使比較器只有在狀態(tài)發(fā)生翻轉時(shí)有微弱的電流流過(guò)MN2。在其余時(shí)間，無(wú)論比較器是輸出高電平還是低電平，都沒(méi)有電流流過(guò)MN2，也就是說(shuō)使電路無(wú)論是在正常工作狀態(tài)還是在欠壓鎖定狀態(tài)，比較器都不消耗功率，這樣就可以把電路的靜態(tài)功耗降到最低。為了加快比較器的翻轉速度，可通過(guò)先導控制電路和加速響應電路來(lái)實(shí)現。在Vcc電壓升高過(guò)程中，當電壓較低時(shí)，由于MNl、MN2截止，D電位處于高電位，可通過(guò)先導控制電路使MP2導通，同時(shí)MP3也導通，給電容C1充電，使G點(diǎn)的電壓等于Vcc，使輸出端為高電平，電路處于欠壓鎖定狀態(tài)；隨著(zhù)Vcc電壓升高，由于B點(diǎn)的電壓高于C點(diǎn)的電壓，使MNl比MN2先導通，先導控制電路使MP2截止，使比較器的灌電流消失，此時(shí)由于電容C1沒(méi)有放電回路，使G點(diǎn)保持高電平，電路仍處于欠壓鎖定狀態(tài)；當Vcc進(jìn)一步上升使C點(diǎn)的電壓高于MN2的閾值時(shí)，MN2導通，由于沒(méi)有灌電流的作用，MN2迅速給C1放電，使G點(diǎn)電壓迅速下降到0V，電路解除欠壓鎖定，進(jìn)入正常工作狀態(tài)，此時(shí)MP1導通，R1被短接。此后Vcc繼續升高，先導控制電路使MP2保持截止狀態(tài)，使電路保持在正常工作狀態(tài)。由于比較器中沒(méi)有灌電流，比較器的靜態(tài)功耗為零。因此Vcc電壓在上升過(guò)程中，其閾值為：

在Vcc電壓下降使電路由正常工作狀態(tài)轉為欠壓鎖定狀態(tài)的過(guò)程中，由于MN2截止之后的很短時(shí)間內，MNl仍然導通，使MP2仍處于截止狀態(tài)，電容C1無(wú)放電回路，G點(diǎn)仍處于低電平，電路仍處于正常工作狀態(tài)，此時(shí)，比較器的靜態(tài)功耗也為零；此后MN1截止，使MP1導通，MN2仍處于截止，由于灌電流的作用，使G點(diǎn)電壓高，通過(guò)INV2、MP3、R7的正反饋作用，使MP3導通，由于R7阻值較小，使流過(guò)MP3、R7的電流較大，G點(diǎn)電壓迅速提升到Vcc，電路進(jìn)入欠壓鎖定狀態(tài)；此后，MN2截止，使電路保持欠壓鎖定狀態(tài)，由于比較器中沒(méi)有電流流過(guò)MN2，因此比較器基本上無(wú)靜態(tài)功耗。因此Vcc電壓在下降過(guò)程中，其閾值為：

如圖2所示，改變電阻R3的大小，可以調整MN1和MN2導通和截止的時(shí)間次序。為了降低R5、MN1的功耗，應增大R5的阻值，減小MN1的W／L，使流過(guò)MN1和R5的電流很小。為了減小MN1和MN2制造工藝的不匹配問(wèn)題，要求MN2由若干個(gè)與NN1相同的NMOS管并聯(lián)構成。

3 HSPICE仿真結果與分析

根據上面的計算結果，采用0.6μm工藝模型，利用Hspice對電路進(jìn)行模擬仿真。在模擬仿真過(guò)程中，各器件的參數有調整。在仿真時(shí)，分別增大和減小電源電壓進(jìn)行DC掃描，輸出端的波形如圖4所示，電路的總功耗如圖5所示。

從圖4的仿真的波形中可以看出：當增大電源電壓時(shí)，電壓低于1.7V為欠壓鎖定；當減小電源電壓時(shí)，電壓低于1.65V為欠壓鎖定。仍可進(jìn)一步調整參數，以改變電源電壓欠壓閾值。

從圖5的仿真波形中可以看出：當Vcc的電壓正常時(shí)，電路的總

本電路采用標準CMOS工藝，通過(guò)先導控制技術(shù)和加速響應回路成功地實(shí)現了欠壓鎖定電路的快速響應和低靜態(tài)功耗的功能，解決了電路在低功耗和快速響應之間的矛盾，可適應1.5V～6V的電源電壓工作范圍，且閾值電壓可調，在低電壓低功耗IC集成電路芯片中，有較大的應用價(jià)值。