利用數字隔離器技術(shù)增強工業(yè)電機控制性能

這些功能由柵極驅動(dòng)器執行(比如GDRVaL/GDRVaH等，如圖3所示)。每個(gè)柵極驅動(dòng)器IC都需要一個(gè)以處理器地為基準的原邊電源電壓和一個(gè)以晶體管發(fā)射極為基準的副邊電源。副邊電源的電壓電平必須能夠開(kāi)啟功率晶體管(通常為15V)，并有足夠的電流驅動(dòng)能力來(lái)給晶體管柵極充電和放電。

　　功率晶體管有一個(gè)有限的開(kāi)關(guān)時(shí)間，因此，高端和低端晶體管之間的脈寬調制波形中必須插入一個(gè)消隱或死區時(shí)間，如圖4所示。 這是為了防止兩個(gè)晶體管意外同時(shí)打開(kāi)，引起高壓直流總線(xiàn)短路，進(jìn)而造成系統故障和/或損壞風(fēng)險。 死區時(shí)間的長(cháng)度由兩個(gè)因素決定：晶體管開(kāi)關(guān)時(shí)間和柵極驅動(dòng)器傳播延遲失配(包括失配的任何漂移)。換言之，死區時(shí)間必須考慮PWM信號從處理器到高端和低端柵極驅動(dòng)器之間的晶體管柵極的任何傳播時(shí)間差異。

　　死區時(shí)間的作用是扭曲施加于電機的平均電壓，尤其是在低速運轉時(shí)。實(shí)際上，死區時(shí)間會(huì )帶來(lái)以下近似恒定幅度的誤差電壓：

　　其中，Verror為誤差電壓，tdead為死區時(shí)間，ton和toff為晶體管開(kāi)啟和關(guān)閉延遲時(shí)間，TS為PWM開(kāi)關(guān)周期，Vdc為直流總線(xiàn)電壓，Vsat為功率晶體管的導通狀態(tài)壓降，Vd為二極管導通電壓。

　　當一個(gè)相位段中的電流改變方向時(shí)，誤差電壓改變符號，因此，當線(xiàn)路電流過(guò)零時(shí)，電機線(xiàn)間電壓發(fā)生階躍變化。這會(huì )引起正弦基波電壓的諧波，進(jìn)而在電機中產(chǎn)生諧波電流。對于開(kāi)環(huán)驅動(dòng)采用的較大低阻抗電機，這是一個(gè)特別重要的問(wèn)題，因為諧波電流可能很大，導致低速振動(dòng)、扭矩紋波和諧波加熱。

　　在以下條件下，死區時(shí)間對電機輸出電壓失真的影響最嚴重：

　　● 高直流總線(xiàn)電壓 ;

　　● 長(cháng)死區時(shí)間 ;

　　● 高開(kāi)關(guān)頻率 ;

　　● 低速工作，特別是在控制算法未添加任何補償的開(kāi)環(huán)驅動(dòng)中 。

　　低速工作很重要，因為正是在這種模式下，施加的電機電壓在任何情況下都非常低，死區時(shí)間導致的誤差電壓可能是所施加電機電壓的很大一部分。此外，低速下感應扭矩紋波的影響更有害，因為對系統慣性的濾波在較高速度下是不可用。

　　在所有這些參數中，死區時(shí)間長(cháng)度是唯一受隔離式柵極驅動(dòng)器技術(shù)影響的參數。死區時(shí)間長(cháng)度的一部分是由功率晶體管的開(kāi)關(guān)延遲時(shí)間決定的，但其余部分與傳播延遲失配有關(guān)。 在這方面，光隔離器顯然不如磁隔離技術(shù)。

5 應用示例

　　為了說(shuō)明死區時(shí)間對電機電流失真的影響，下面給出了基于逆變器的三相開(kāi)環(huán)電機驅動(dòng)的結果。逆變器柵極驅動(dòng)器采用ADI公司的磁隔離器(ADuM4223)，直接驅動(dòng)IR的IRG7PH46UDPBF 1200V IGBT。直流母線(xiàn)電壓為700V。 逆變器驅動(dòng)開(kāi)環(huán)V/f控制模式下的三相感應電機。 利用阻性分壓器和分流電阻，并結合隔離式Σ-?調制器(同樣是來(lái)自ADI公司的AD7403)，分別測量線(xiàn)間電壓和相位電流。 各調制器輸出的單個(gè)位數據流被送至控制處理器(ADI公司的ADSP-CM408)的SINC濾波器，數據在其中進(jìn)行濾波和抽取后，產(chǎn)生電壓和電流信號的精確表示。

　　sinc數字濾波器輸出的線(xiàn)間電壓實(shí)測結果如圖5所示。 實(shí)際線(xiàn)間電壓為10kHz的高開(kāi)關(guān)頻率波形，但它被數字濾波器濾除，以便顯示我們感興趣的低頻部分。

　　相應的電機相位電流如圖6所示。 ADuM4223柵極驅動(dòng)器的傳播延遲失配為12 ns，因此可以使用IGBT開(kāi)關(guān)所需的絕對最短死區時(shí)間。對于IR IGBT，最短死區時(shí)間可設置為500 ns。從圖6左圖可看出，這種情況下的電壓失真極小。同樣，相電流也是很好的正弦波，因此扭矩紋波極小。圖6右圖顯示死區時(shí)間提高到1 μs時(shí)的線(xiàn)間電壓和相位電流。此值更能代表光耦合柵極驅動(dòng)器的需求，因為其傳播延遲失配和漂移更大。

　　電壓和電流的失真均有明顯增加。 這種情況使用的感應電機是相對較小的高阻抗電機。 在更高功率的終端應用中，感應電機阻抗通常要低得多，導致電機電流失真和扭矩紋波增加。 扭矩紋波在很多應用中都會(huì )產(chǎn)生有害影響，例如：電梯乘坐舒適度下降或機械系統中的軸承/聯(lián)軸器磨損。

　　現代柵極驅動(dòng)器的另一個(gè)重要問(wèn)題是處理器發(fā)出的關(guān)斷命令能以多快的速度在IGBT上實(shí)現。 這對于以下情況中的過(guò)流關(guān)斷很重要：過(guò)流檢測不是柵極驅動(dòng)器本身的一部分，而是作為檢測與濾波電路的一部分加以實(shí)現。 這方面的另一個(gè)壓力是更高效率IGBT的短路耐受時(shí)間縮短。對此，IGBT技術(shù)的趨勢是從業(yè)界標準10 μs縮短到5 μs甚至更短。 如圖7所示，過(guò)流檢測電路通常需要數微秒時(shí)間來(lái)鎖存故障;為了順應總體發(fā)展趨勢，必須采取措施來(lái)縮短這一檢測時(shí)間。

　　該路徑中的另一主要因素是從處理器/FPGA輸出到IGBT柵極(比如柵極驅動(dòng)器)的傳播延遲。同樣，磁隔離器相對于光學(xué)器件有明顯優(yōu)勢，原因是前者的傳播延時(shí)值非常小，通常在50 ns左右，不再是影響因素。相比之下，光耦合器的傳播延遲在500 ns左右，占到總時(shí)序預算的很大一部分。

　　電機控制應用的柵極驅動(dòng)器關(guān)斷時(shí)序如圖8所示，其中處理器的關(guān)斷命令跟在IGBT柵極發(fā)射極信號之后。 從關(guān)斷信號開(kāi)始到IGBT柵極驅動(dòng)信號接近0的總延遲僅有72 ns。

6 總結

　　隨著(zhù)人們更加關(guān)注系統性能、效率和安全，電機控制架構師在設計穩健系統時(shí)面臨著(zhù)日益復雜的挑戰。 基于光耦合器的柵極驅動(dòng)器是傳統選擇，但基于變壓器的解決方案不僅在功耗、速度、時(shí)間穩定性上更具優(yōu)勢，而且如本文所述，由于信號延遲縮短，其在系統性能和安全方面也有明顯優(yōu)勢。 這使得設計人員可以在防止高端和低端開(kāi)關(guān)同時(shí)接通的同時(shí)，有把握地縮短死區時(shí)間，改善系統性能。

　　此外，它還支持對系統命令和錯誤作出更快速的響應，這同樣能增強系統可靠性并提高安全性。 鑒于這些優(yōu)勢，基于變壓器的隔離式柵極驅動(dòng)器已成為電機控制系統設計的一個(gè)主要選擇;強烈建議系統設計人員在設計下一個(gè)項目時(shí)，把器件延遲作為一項重要要求。