利用ADS設計低噪聲放大器

頻率范圍: 2. 0 ～2. 25 GHz;信號源阻抗: 50Ω;增益> 10 dB;噪聲系數 2 dB;穩定性: Unconditional。

放大器級數(選擇一級) ;晶體管選擇;電路拓撲結構;電路初步設計;用Advance Design System 2005A (ADS)軟件進(jìn)行設計、優(yōu)化、仿真模擬。

放大器的噪聲系數N_F 可定義如公式1:

式中, N_F 為微波部件的噪聲系數; S_in、N _in分別為輸進(jìn)真個(gè)信號功率和噪聲功率; S_out、N_out分別為輸出真個(gè)信號功率和噪聲功率。通常,噪聲系數用分貝數表示。此時(shí)放大器自身產(chǎn)生的噪聲常用等效噪聲溫度T_e來(lái)表達。

噪聲溫度T_e與噪聲系數N_F 的關(guān)系如公式(2) :

式中, T₀ 為環(huán)境溫度,通常取為293 K。

功率增益通常是指信源和負載都是50Ω 標準阻抗情況下實(shí)測的增益。實(shí)際丈量時(shí),常用插進(jìn)法,即用功率計先測信源給出的功率P₁ ; 再把放大器接到信源上, 用同一功率計測放大器輸出功率P₂。功率增益(G)即是P₂除以P₁。噪聲最佳匹配情況下的增益稱(chēng)為相關(guān)增益。噪聲最佳匹配點(diǎn)并非最大增益點(diǎn),通常,相關(guān)增益比最大增益大概低2～4 dB。功率增益的大小還會(huì )影響整機噪聲系數。公式3給出簡(jiǎn)化的多級放大器噪聲系數表達式。

式中,N_f 為放大器整機噪聲系數; N_f1、N_f2、N_f3分別為第1、2、3級的噪聲系數; G₁、G₂分別為第1、2級功率增益。

當增益G₁和G₂足夠大的時(shí)候,整機的噪聲系數接近第一級的噪聲系數。因此多級放大器第一級噪聲系數大小起決定作用。增益平坦度是指工作頻帶內功率增益的起伏, 常用最高增益與最小增益之差,即ΔG表示。

工作頻帶不但是指功率增益滿(mǎn)足平坦度要求的頻帶范圍,而且還要在全頻帶內使噪聲滿(mǎn)足要求,并給出各頻點(diǎn)的噪聲系數。

動(dòng)態(tài)范圍是指低噪聲放大器輸進(jìn)信號答應的最小功率和最大功率的范圍。動(dòng)態(tài)范圍的上限受非線(xiàn)性指標限制。動(dòng)態(tài)范圍的下限取決于噪聲性能。當放大器的噪聲系數N_f給定時(shí),輸進(jìn)信號功率答應最小值計算如公式(4) :

式中,Δf_m 為微波系統的通頻帶;M 為微波系統答應的信號噪聲比, 或信號識別系數; T₀ 為環(huán)境溫度293 K。

低噪聲放大器的輸進(jìn)匹配電路是按照噪聲最佳來(lái)設計的,其結果會(huì )偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態(tài)。此外,由于微波場(chǎng)效應晶體管或雙極性晶體管, 其增益特性大體上都是按每倍頻程以6dB規律隨頻率升高而下降。為了獲得工作頻帶內平坦增益特性,在輸進(jìn)匹配電路和輸出匹配電路都是無(wú)耗電抗性電路情況 下,只能采用低頻段失配的方法來(lái)壓低增益,以保持帶內增益平坦。因此,端口駐波比必然是隨著(zhù)頻率降低而升高。

當放大器的輸進(jìn)和輸出真個(gè)反射系數的模都小于1 (即| Г₁ | 1, | Г₂ | 1)時(shí),不論源阻抗和負載阻抗如何,網(wǎng)絡(luò )都是穩定的,稱(chēng)為盡對穩定;反之,則稱(chēng)為相對穩定。對條件穩定的放大器,其負載阻抗和源阻抗不能任意選擇,而是有一定的范圍,否則放大器不能穩定工作 。定義如公式(5) 、(6) 、(7) :

放大器在Г_S 輸進(jìn)平面上盡對穩定的充分必要條件定義為公式(8) :

放大器在ГL 輸進(jìn)平面上盡對穩定的充分必要條件定義為公式(9) :

采用了NEC的2SC5507 (NE661M04) ,它具有頻率高、噪聲低和低溫性能好等優(yōu)點(diǎn)。2SC5507 的Datasheet提供了寬頻段的S 參數,ADS設置中也選用S 參數模型,因此用S 參數模型比較精確。選好器件以后可以先利用S參數來(lái)判定它的穩定性。由VDS = 2 V, ID = 5 mA, f = 2.0 GHz時(shí)的S 參數可得直流不是盡對穩定,需要進(jìn)行穩定性設計。

為了使晶體管工作在放大區,需確定靜態(tài)直流工作點(diǎn)。由2SC5507 的Datasheet可以得到:VDS = 2 V, ID = 5 mA?；痉抡嬖韴D的各個(gè)元件放置如圖1所示。

K₁ : K = stab_fact ( S) , stab_fact ( S)函數返回Rolette穩定因子。K > 1時(shí)電路盡對穩定,此時(shí)穩定量B₁ > 1。

M₁ :M_u = M_u ( S ) ,M_u ( S )函數返回負載的幾何導出因子。M_u > 1時(shí)電路盡對穩定。B₁ : B₁ =stab_meas ( S) , stab _meas ( S) 函數返回穩定量。由仿真結果可見(jiàn)2. 0 GHz以上頻率的Mu 沒(méi)有滿(mǎn)足都大于1,在未增加輸出穩定性電路前,晶體管輸出是不穩定的,因此需要對其進(jìn)行穩定性設計,增加輸出穩定性電路。

在原圖的基礎上并聯(lián)一個(gè)RC串聯(lián)電路,也可以添加LC或RL電路,具體可以和輸出匹配電路同時(shí)考慮來(lái)設計。這里R₁ = 50 　　Ω, C₁ = 2. 0pF。電路圖如圖2所示。

增加輸出穩定性電路后仿真結果為,當晶體管頻率在2 GHz～3 GHz之間M_u > 1,由此可知系統是盡對穩定的。

對于LNA,假如輸進(jìn)口有一定的失配,反而可以調整器件內部各種噪聲之間的相位關(guān)系,從而降低噪聲系數。為了獲得最小的噪聲系數, Г_S有個(gè)最佳值Г_opt ,此時(shí)LNA達到最小噪聲系數,即達到最佳噪聲匹配狀態(tài)。其中Г_opt是最佳信源反射系數(微波晶體管等效噪聲參數) 。當匹配狀態(tài)偏離最佳時(shí),LNA的噪聲系數將增大。Г_opt可以從器件的Datasheet文件中獲得。S_OPT為最小噪聲的最優(yōu)匹配系數。利用這個(gè)最優(yōu)系數可以進(jìn)行輸進(jìn)匹配電路的設計。噪聲系數仿真電路如圖3所示。

由匹配結果得S_OPT = 0. 32 /29. 4 (幅度和角度) 。

輸進(jìn)匹配電路設計如圖4所示。

輸進(jìn)反射系數S [1, 1 ]設置為S_OPT的共軛,用來(lái)進(jìn)行50Ω匹配。最佳輸進(jìn)匹配系數由前面得到C₁ = 1. 73 pF, L₁ = 5. 79 nH。匹配結果如圖5所示。由圖5可得: S (1, 1) = 0. 097E - 4 /4. 374。

至此,按照噪聲系數最小原則設計的輸進(jìn)阻抗匹配完成了。

根據最大功率增益原則設計輸出匹配電路,就是將輸出端進(jìn)行50Ω 匹配?？紤]到輸出穩定性電路的存在對輸出阻抗的影響,輸出匹配電路的形式有點(diǎn)不同。與輸進(jìn)阻抗匹配方法一樣設計輸出匹配電路。電路圖如圖6所示。

優(yōu)化得L₂ = 3. 651 nH, L₄ = 4. 028 nH。匹配結果如圖7所示。由圖可得: S (1, 1) =2. 412E - 4 / - 38. 789。

至此,輸進(jìn)輸出匹配電路完成。仿真結果如圖8、圖9所示。由此可得增益:16. 917 dB;噪聲系數: 1. 649 dB。

由最后的仿真結果看到增益: 16. 917 dB;噪聲系數: 1. 649。其結果均符合設計初的性能指標,但工作頻段較小,這也正常。這是由于在寬頻帶情況下難于獲得極低噪音,所以低噪聲放大器的工作頻帶一般不大寬,較多為2 GHz左右。