應用于軟件無(wú)線(xiàn)電跳頻電臺的射頻前端電路設計方案

隨著(zhù)DSP技術(shù)的發(fā)展，電子器件制作工藝的提升，A/D、D/A的取樣速率越來(lái)越高，無(wú)線(xiàn)電臺中的數字處理不斷往射頻前端推進(jìn)，信道可重構的能力不斷得到提升，系統可以直接從中頻采樣，進(jìn)行數字信號處理。本方案接收機射頻前端系統基于軟件無(wú)線(xiàn)電理 論來(lái)設計和實(shí)現，以達到建立一個(gè)通用化、標準化、模塊化的接收機射頻前端系統仿真平臺的目標。以實(shí)現接收機射頻前端系統低噪聲系數，小的互調失真，大的動(dòng) 態(tài)范圍和鏡像抑制，良好的AGC，足夠的增益和正確的選擇性等設計要求。通過(guò)對接收機射頻前端的設計方案可行性分析和利用射頻電路仿真軟件ADS進(jìn)行系統 建模設計與參數仿真，實(shí)現接收機射頻前端電路設計的系統性能。

1、射頻前端系統方案設計及可行性分析

本接收機射頻前端主要任務(wù)是對信號進(jìn)行濾波、混頻、 放大的功能，并對系統可能受到的鏡像干擾頻率、互調干擾頻率進(jìn)行抑制。系統功能模塊主要包括濾波器、混頻器、放大器及本振等。系統工作頻率范圍為 100～150MHz，其中每10MHz帶寬作為一個(gè)信道用于跳頻調制，采用超外差二次混頻的結構，整個(gè)射頻前端系統的設計增益為110dB，系統噪聲為 3dB。其原理框圖如圖1所示。由圖1可以看出，選頻濾波器后的放大器為低噪聲放大器（LNA），LNA的噪聲系數對整個(gè)系統的噪聲系數起決定性的作用。 設計時(shí)在增益、噪聲系數、動(dòng)態(tài)范圍、VSWR、穩定性等指標之間進(jìn)行平衡。第一級混頻通過(guò)PLL改變第一級本振頻率，以接收不同信道的射頻信號，經(jīng)下變頻 把接收信號搬移到中頻為70MHz、頻率帶寬為10MHz的頻帶上。

圖1、接收機射頻前端原理框圖

在此過(guò)程中，混頻器是一個(gè)非線(xiàn)性器件，會(huì )引入大量交調分量，使得混頻后出現大量的組合干擾頻率點(diǎn)，對有用信號造成嚴重的干擾，直接影響著(zhù)接收機性能。聲表波 中頻濾波器針對混頻可能出現的鏡像頻率干擾，進(jìn)行對中頻信號高品質(zhì)的頻率選擇性濾波，達到提高鏡像頻率抑制的設計目標。第二級混頻把中頻為 65～75MHz的頻帶信號搬移到10～20MHz，如圖2所示（虛線(xiàn)為一次混頻鏡像頻率，灰色為第二次混頻鏡像頻率）。由于其工作頻率相對較低，二次混 頻后的頻帶信號經(jīng)過(guò)自動(dòng)增益控制放大器級聯(lián)放大產(chǎn)生72dB左右的增益，其高增益也更容易實(shí)現、更穩定。

圖2、頻譜及鏡像分析圖

2、射頻前端系統建模與性能仿真及分析

2.1 射頻前端系統建模設計

運用ADS2008軟件對接收機射頻前端建模，設置各模塊 參數，選頻濾波器針對輸入射頻信號100～150MHz進(jìn)行濾波。LNA噪聲系數3dB,增益24dB，鎖相環(huán)輸出本振信號分別為175、185、 195、205、215MHz。SAW中頻濾波器中心頻率為70MHz，頻率帶寬10MHz。一次混頻和二次混頻后中頻放大器分別產(chǎn)生28dB和72dB 增益，如圖3所示。

圖3、接收機射頻前端系統仿真框圖

2.2射頻前端系統頻帶選擇性仿真

接收機射頻前端系統的頻帶選擇性的性能，主要由射頻 前端的選頻網(wǎng)絡(luò )所決定。采用傳統LC濾波器，通過(guò)調節第一級本振的輸入頻率，改變選頻網(wǎng)絡(luò )的中心頻率，設置本振為195MHz，實(shí)現對 120～130MHz射頻信號的下變頻處理。在A(yíng)DS中搭建第一級混頻電路模塊的仿真原理圖。由圖4可以看出，接收機在123MHz處最大增益為 20.827dB，也就是LNA的增益減去濾波器的插入損耗。選頻濾波器能很好對240～290MHz鏡像干擾信號進(jìn)行抑制。

圖4、選頻網(wǎng)絡(luò )S參數仿真

2.3射頻前端系統信道選擇性仿真

信道選擇功能主要由聲表波SAW中頻濾波器完成。仿真電路圖是一次混頻系統原理圖，其中本振頻率LO=195MHz。信道選擇性仿真結果如圖5所示。由圖5 可以看出，信號在120MHz處系統有最大增益約為13.46dB；通頻帶為10MHz， 增益在11dB以上。接收信號都集中在信道帶寬10MHz范圍內，帶內波動(dòng)很小，避免了接收到的信號產(chǎn)生非線(xiàn)性失真。鄰道抑制達到-43dB左右，滿(mǎn)足系 統設計指標。

圖5、信道選擇性仿真