利用信號調節器的抗混淆濾波器 實(shí)現混合信號、多模態(tài)傳感器調節

但是，如果相同的5kHz放大器用于圖2所示電路，并且兩個(gè)傳感元件的信號被依次采樣，則數字濾波器在衰減多余3kHz信號方面不起作用。這是因為，傳感元件1信號的有效采樣頻率僅為5kHz，盡管ADC采樣率為10kHz。因此，3kHz會(huì )進(jìn)入基帶(即表現為帶內信號)，從而讓數字濾波器在消除多余信號方面不起作用。

請注意，為了防止出現多余信號失真，并滿(mǎn)足尼奎斯特準則要求，放大器帶寬必須降至2.5kHz。在這種情況下，便不再需要一個(gè)2.5kHz數字濾波器;數字化信號帶寬被模擬放大器限制在2.5kHz。

多余寬帶白噪聲

圖1和圖2所示信號通路會(huì )產(chǎn)生多余寬帶白噪聲。為了研究和清楚地理解這個(gè)問(wèn)題，我們假設信號通路沒(méi)有任何多余正弦波分量。同時(shí)，我們還假設，相比量化噪聲，信號通路的白噪聲是主要噪聲源(這類(lèi)信號通路的常見(jiàn)情況)。

白噪聲抗混淆濾波器：案例1

由于存在圖1所示獨立信號通路，每個(gè)5kHz放大器都起到一個(gè)抗混淆濾波器的作用，從而將各個(gè)信號的白噪聲帶寬限制在5kHz。數字濾波器進(jìn)一步將這種帶寬降至2.5kHz，從而實(shí)現某個(gè)信白噪比。

由于圖2所示兩個(gè)模擬信號通路共用一個(gè)5kHz放大器，因此傳感元件1的有效采樣頻率再一次為5kHz(假設對兩個(gè)傳感元件輸出進(jìn)行依次采樣)。在這種情況下，2.5kHz到5kHz的所有模擬域噪聲均進(jìn)入0kHz到2.5kHz范圍(有用頻帶)。但是，該頻率范圍內的均方根(RMS)噪聲不受影響!換句話(huà)說(shuō)，該電路的SNR與圖1所示電路一樣。

仿真模型

圖3顯示了一個(gè)MATLAB?/Simulink?模型，其用于分析信號通路構架對多余寬帶白噪聲的影響。該模型同

時(shí)包括使用獨立信號通路和公共信號通路的電路。注意，采樣縮減2模塊(downsample-by-2 block)用于表示公共信號通路依次采樣的效果。假設模擬放大器增益為10，并且為是一個(gè)四階橢圓低通濾波器。MATLAB/Simulink的FDA工具用于設計圖3所示數字濾波器，其同樣為四階橢圓低通濾波器。1

表1總結了放大器帶寬為5kHz到2.5kHz時(shí)1.25kHz數字濾波器的RMS噪聲。MATLAB“std”函數用于計算RMS噪聲。

表1 獨立和公共信號通路的RMS噪聲

使用5kHz放大器帶寬時(shí)，ADC輸出RMS值及其采樣縮減2值分別列舉在“std(x_ind)”和“std(x_com)”兩欄內，其大概相等。也就是說(shuō)，采樣縮減不影響RMS值。因此，如果采樣縮減值在沒(méi)有進(jìn)一步數字濾波的情況下直接使用，公共信號通路的信白噪比與獨立信號通路相同。

放大器帶寬為2.5kHz時(shí)，數字濾波器輸出的RMS值列舉在“std(y_ind)”和“std(y_com)”欄內。由這些數據，我們可以清楚地知道，1.25kHz數字濾波器的效果取決于模擬抗混淆濾波器的頻率。如果抗混淆濾波器的帶寬為2.5kHz(相當于公共信號通路采樣頻率的一半)，則公共通路數字濾波器輸出的噪聲與獨立信號通路中數字濾波器輸出的噪聲不相上下。但是，如果抗混淆濾波器的帶寬為5kHz，則數字濾波器輸出的RMS值非常不同，從而產(chǎn)生不同的信白噪比。

圖3 MATLAB?/Simulink?仿真模型

結論

就多模態(tài)、混合信號傳感器信號調節器而言，必須正確選擇抗混淆濾波器的帶寬，以消除多余信號和達到理想的SNR。如果使用∑-Δ調制器ADC，則必須丟棄那些在轉換之后仍不穩定的ADC采樣。這可以進(jìn)一步降低有效采樣率。