微帶Ku波段功率合成電路設計

　　隨著(zhù)半導體材料和工藝的不斷發(fā)展，微波/毫米波功率半導體器件的輸出功率量級越來(lái)越大， L 波段功率晶體管的脈沖功率已達千瓦量級; X波段功率砷化鎵場(chǎng)效應管連續波達到幾十瓦，脈沖功率達到500W。但限于半導體的物理特性，單個(gè)固態(tài)器件的輸出功率仍是有限的。采用芯片合成、電路合成及空間合成等功率合成技術(shù)將多路固態(tài)器件輸出功率進(jìn)行同相疊加，是獲得更高輸出功率的有效途徑之一。

　　1968年Josenhans最先提出芯片級功率合成的概念。隨后， 20世紀70年代末期， Rucker先在X波段實(shí)現了多芯片的電路功率合成，再將其擴展到40 GHz。1999年， KohjiMatsunag、IkuoMiura和Naotaka lwata用MM IC多芯片合成技術(shù)，通過(guò)4個(gè)獨立的MM IC設計制作了Ka頻段的功放芯片，在26. 5～28. 5 GHz的頻率范圍內獲得了3 W的連續波輸出功率。

　　本文開(kāi)展了基于微帶W ilkinson功分器的功率合成電路的研究，實(shí)現了一種Ku波段的1 W 功率放大器。在衛星通信等應用中，所需的功率放大器的功率量級在數十瓦到數百瓦之間。顯然，本文這種功率水平的放大器尚不能直接作為衛星通信等的功率放大器，但可以作為行波管等大功率放大器的驅動(dòng)器而得到廣泛應用。而作為2n 路功率合成的基礎，本文所涉及的功率合成技術(shù)更可以為相關(guān)技術(shù)領(lǐng)域提供重要的參考價(jià)值。

　　1　總體結構與設計目標

　　本文采用的功率合成電路的原理框圖如圖1所示。圖1中的WPD1是作為輸入功率分配器的一個(gè)Wilkinson功分器，而WPD2是作為輸出功率合成器的另一個(gè)W ilkinson功分器。他們的結構選用了本文首次提出的新型結構，并采用下面所述的同樣的設計方法進(jìn)行設計。圖1中的SPS是Schiffman正交移相器。圖1中的TGF2508 - SM是美國Triquint公司的Ku波段功率放大器芯片，其1 dB功率壓縮點(diǎn)功率為28 dBm，小信號增益為25 dB，工作帶寬為12～17 GHz。本文選用該器件作為兩路功率合成的基礎元件。理論上最高合成功率為31 dBm。本文的設計目標是盡可能利用TGF2508 - SM的帶寬，實(shí)現盡量寬的頻帶，頻帶內合成效率大于70 %。為了這個(gè)目的，Wilkinson功分器和Schiffman正交移相器都必須具備與TGF2508 - SM相當的帶寬。本文的下屬研究實(shí)現了這個(gè)目標。

圖1　本文實(shí)現的功率合成電路的原理框圖

　　2　Wilkinson功分器的改進(jìn)

　　圖2大體示出了W ilkinson功分器的改進(jìn)情況。

　　圖2a是Wilkinson功分器的基本形式，由于兩個(gè)輸出端之間需連接一個(gè)隔離電阻，而這個(gè)電阻的體積很小，因此要求電路中的兩段λ/4傳輸線(xiàn)之間的距離很近，造成相互之間的耦合，從而影響電路的帶寬性質(zhì)。由于基本形式的W ilkinson功分器的這些固有缺點(diǎn)，它在工作高于X頻段的頻率時(shí)，帶寬等性能已經(jīng)不能滿(mǎn)足要求。圖2b所示的改進(jìn)型就是為避免基本型的上述缺點(diǎn)而提出的，但是，同樣由于隔離電阻的原因，其兩個(gè)輸出端口之間的距離依然很近，不能避免相互之間的耦合。圖2c所示的電路克服了上述缺點(diǎn)，但由于引入了更長(cháng)的傳輸線(xiàn)段，因此帶寬性能有所下降。

圖2　WPD結構的演變

　　本文把圖2b所示電路改進(jìn)為圖3a所示的電路。

　　從而克服了上述基本型和改進(jìn)型的上述缺點(diǎn)，同時(shí)保留了較好的寬帶特性。該電路的微帶布局如圖3b所示。本文用ADS對上述電路進(jìn)行模擬的結果示于圖4，結果表明該電路在12～18 GHz內具有良好的3 dB分工器性能，滿(mǎn)足了上面提出的設計目標。

圖3　本文采用的Wilkinson功分器的原理圖及微帶結構

圖4　Wilkinson功分器的ADS協(xié)同仿真結果

　　3　Schiffman正交移相器

　　本文還實(shí)現了功率合成所需的Ku波段正交移相器。本文采用的移相器類(lèi)型為雙Schiffman正交移相器。雙Schiffman移相器具有比標準Schiffman移相器略小的帶寬，但是對耦合系數的要求大大降低了。用ADS對雙Schiffman正交移相器進(jìn)行模擬的結果示于圖5。由圖5可知，兩個(gè)輸出段口之間的相位差在70°～95°之間。把最大相位差代入文獻[ 9 ]中的公式:

可以計算得出理論合成效率大于90 % ，滿(mǎn)足了上面提出的設計目標。

圖5　Ku波段雙Schiffman移相器模擬結果

　　4　電路裝配與測試

　　分別對上述部件進(jìn)行了模擬設計以后，我們設計制備了以微帶為基礎的功率合成電路。本文的微帶選擇了RTDuriod 6002作為基底。制作好以后的電路板如圖6所示?；捉殡姵?. 94，損耗角正切0. 001 2，板材厚度0. 254 mm ( 10 mil) 。常用的板材除了Rogers公司的RT Duriod 5880， 6002系列外，還有Arlon公司的DiClad、CuClad、AD等系列。

圖6　Ku波段雙路功率合成電路電路板

　　配上屏蔽合，并裝配上具有SMA接頭的微帶-同軸連接器后，獲得了一個(gè)Ku波段放大器。我們對該放大器進(jìn)行了測試。測試時(shí)，放大器被安裝在一塊散熱器上，放大器的輸出端接入了一個(gè)大功率衰減器，如圖7所示。由Agilent 8510C矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀測得的放大器的小信號增益如圖8所示，圖中曲線(xiàn)包含連接于輸出端的30 dB衰減器，因此實(shí)際增益應為圖中的圖線(xiàn)對應值加上30 dB。由圖8可知，在13～16GHz之間，放大器的增益大于20 dB，且較為平坦。

圖7　被測放大器及測試裝置

圖8　被測放大器小信號增益

　　此外，本文用Agilent E8257D信號源和AgilentE4418B EPM功率計相配合，測量了放大器的飽和功率，結果示于表1。表中第2行為放大器飽和功率的實(shí)測值，第3行的數據從單片TGF2508 - SM芯片的廠(chǎng)方Datasheet數據中獲取，并減去了輸出接頭的衰減值。第4行的合成效率由第2、3行的數據計算而得。

表1　被測放大器飽和功率

　　5　結論

　　本論文提出并詳細研究了一種新型結構的W il2kinson功分器。在此基礎上，進(jìn)一步結合雙Schiff2man正交移相器和MM IC芯片，設計了Ku波段平衡式功率合成電路。本文還完成電路的加工與裝配，獲得了一個(gè)Ku波段1 W級功率放大器，在13～16GHz的飽和功率大于1 W，小信號增益大于20 dB，合成效率大于80 %?？傊?，本文實(shí)現了一種基于2路功率合成的Ku波段功率放大器。所涉及的相關(guān)技術(shù)在相關(guān)技術(shù)領(lǐng)域具有重要的參考價(jià)值，所獲得的器件具有一定的應用前景。