用DSP控制器整合馬達控制和功率因數校正

隨著(zhù)數字信號處理器(DSP)價(jià)格從幾百美元降到3美元，DSP在價(jià)格敏感的家電(如洗衣機、冰箱、加熱器、通風(fēng)和空調機)中正越來(lái)越多地被采用。帶特殊外設的高M(jìn)IPs DSP，除顯著(zhù)地改進(jìn)這些產(chǎn)品性能外，還大大地簡(jiǎn)化產(chǎn)品設計過(guò)程并提供各種重要的特異性能。DSP非凡的處理能力，使得制造商能滿(mǎn)足用戶(hù)不斷增加的要求，如較高的效率和可變速度工作及精確的速度控制特性。

低成本DSP控制器能使很多先進(jìn)的馬達控制算法內置在對成本非常敏感的應用中。DSP控制器的帶寬也使設計人員能用一個(gè)控制器整合多種功能，如把馬達控制、功率因數校正和通信協(xié)議整合在一起(見(jiàn)圖2)。本文描述采用低成本DSP控制器的單板AC感應馬達驅動(dòng)(帶功率因數校正和串行通信)結構，詳細地驗證DSP軟件和硬件方案的優(yōu)點(diǎn)。

關(guān)鍵的馬達驅動(dòng)要求

為了能提供先進(jìn)的馬達驅動(dòng)特性，一個(gè)典型的馬達控制器必須滿(mǎn)足下列要求:

·具有產(chǎn)生多個(gè)高頻、高分辨率PWM波形的能力。

·能實(shí)時(shí)處理數據以實(shí)現先進(jìn)的算法，使得轉矩波動(dòng)最小，在線(xiàn)參數適應、精確速度控制等。

·用同一控制器實(shí)現諸如馬達控制，功率因數控制及通信等多種性能。

·用減少元件數、簡(jiǎn)化板布局和改進(jìn)制造工藝來(lái)簡(jiǎn)化整個(gè)方案。

·通過(guò)軟件而不是硬件重新設計來(lái)簡(jiǎn)化后期修正。

用于馬達驅動(dòng)的DSP控制器

TI的新型DSP集成了所有重要功率電子設備的外設，以使成本最敏感應用(如家電)的整個(gè)系統執行得以簡(jiǎn)化、減少元件數和降低板尺寸。

用TI公司的TMS320F240 DSP控制器(圖1)提供3相ac感應馬達驅動(dòng)的多種功能，這包括具有閉環(huán)速率控制的基本馬達控制、采用升壓拓撲結構的輸入功率因數校正和串行通信。此器件具有一個(gè)20MIPs 16位定點(diǎn)DSP芯核并集成有下列功率電子設備的外設:12個(gè)PWM通道(9個(gè)獨立的通道)、3個(gè)16位多模通用定時(shí)器，16通道10位ADC(具有同時(shí)變換能力)、4個(gè)捕獲引腳、編碼器接口能力、SCI、SPI、看門(mén)狗等。

6個(gè)PWM通道(PWM1～PWM6)控制3相電壓源倒相器。這6個(gè)PWM通道分為3對(PWM1 2，PWM34，PWM56)。3個(gè)比較寄存器與每個(gè)PWM通道對相關(guān)聯(lián)。更新比較寄存器的值以得到合適的PWM輸出?？删幊痰钠宪浖o帶模塊提供足夠的空載時(shí)間以避免失效引起的沖擊。有3個(gè)以上PWM通道留做實(shí)現其他的功能，如功率因數校正。

馬達驅動(dòng)描述

3相倒相器利用6個(gè)PWM通道。用可編程片上軟件產(chǎn)生靜帶;25齒鏈輪提供到控制器捕獲單元的速度輸入;用升壓拓撲結構實(shí)現功率因數校正，在升壓拓撲結構中，控制器的另一PWM通道控制功率開(kāi)關(guān)。用簡(jiǎn)單的分壓器電路調節和饋送不同的電壓到控制器的模/數單元。

完整的驅動(dòng)主要利用了軟件模塊:馬達控制的閉環(huán)間隔向量脈寬調制(SVPWM);改善輸入功率因數的功率因數校正模塊;串行通信。

下面將詳細描述以上所提到的軟件模塊的實(shí)現。

間隔向量脈寬調制（SVPWM）

為了給馬達提供能量效率，重要的是采用正確的倒相器開(kāi)關(guān)轉換方法(見(jiàn)圖3)。間隔向量脈寬調制就是這樣的一種開(kāi)關(guān)轉換方法，它比簡(jiǎn)單和低效率的方法(如正弦PWM)優(yōu)越的多。SVPWM具有較高的DC總線(xiàn)利用和較低的諧波銅線(xiàn)損耗。對于給定的dc環(huán)路電壓輸出，SVPWM與正弦PWM饋送馬達相比，其3相馬達的功率輸出提高了16%。

所有應用軟件由中斷服務(wù)程序(ISR)驅動(dòng)。主碼(即本地環(huán))由TMS320C240外設初始化(例如鎖相環(huán)、看門(mén)狗、中斷控制和事件管理)組成。碼的其余部分由PWM-ISR組成。每50ms(20KHz)由事件管理的Timer1中的周期事件特征位調用ISR。

在d-q圖(見(jiàn)圖5)中需要精確定位基準電壓向量。其目標是以給定的速度ω和大小M在d-q圖中旋轉基準向量?？刂破鲝挠脩?hù)側接收所需的基準速度ω。角速度ω由精確的頻率產(chǎn)生算法控制，此算法依賴(lài)于限定長(cháng)度寄存器(在圖5中稱(chēng)之為積分器)的模數特性。積分器的高8位用做256字正弦查找表的指針。到該寄存器的外加固定值(步長(cháng))導致8位指針以恒定速率循環(huán)查找正弦表。在結束限制時(shí)，指針簡(jiǎn)單地循環(huán)并且對步長(cháng)給出的下一個(gè)模值繼續同樣的運行。需要用Sine(a)數值把基準電壓向量分解為基準電壓向量所在區域的基本間隔向量。由于在6個(gè)區域中這種分解是相同的，所以只需要一個(gè)60°正弦查找表。為了完成一個(gè)循環(huán)(360°)，正弦表需循環(huán)查找6次。對于給定的步長(cháng)，V*的角頻率(周/秒)由下式給出:

ω=(STEP×fs)/6×2m (1)

(1)式中fs是取樣頻率(20KHz，PWM頻率)，STEP是角步長(cháng)增量，m是積分寄存器的位數。

對給定的PWM頻率(fs=20KHz)，STEP(=1)和m(16位)，其頻率分辨率為0.061Hz。因此，倒相器輸出頻率可控制在0.1Hz之內。查找表的大小對合成正弦波的諧波失真也有一定的影響。一個(gè)256條目表用于60°范圍，其提供的角查找分辨率是60°/256=0.230。

基準電壓向量變換為一組專(zhuān)用開(kāi)關(guān)變量a、b、c

3相電壓源倒相器可產(chǎn)生8個(gè)基本向量。圖5中示出8個(gè)基本向量的6個(gè)(V1，V2，V3，V4，V5和V6)。其他兩個(gè)向量V0和V7(零向量)在圖中未示出，它們對應于開(kāi)關(guān)變量的狀態(tài)0(000)和7(111)。為了產(chǎn)生一個(gè)任意的基準向量V*，需要對給定的基本向量進(jìn)行時(shí)間平均。在給定區域中所希望的基準電壓向量V*可合成為兩個(gè)相鄰基本向量Vx和Vy的線(xiàn)性組合，它們與兩個(gè)零向量的任一個(gè)組合成幀區域。因此，基準向量可寫(xiě)為:

V*=dxVx+dYVY+dzVz (2)

式中Vz是零向量，dx、dy和dz是PWM開(kāi)關(guān)間隔內狀態(tài)X、Y和Z的占空率。占空率相加必須是PWM周期的100%，即dx+dy+dz=1。

V*=Mvmaxeja=dxVx+dYVY+dzVz (3)

式中M為調制系數。

分解V*為其d-q分量，它可寫(xiě)為:

解dx和dy，得到:

dx=Msin(60-a) (6)

dy=Msin(a) (7)

由于d-q基準幀可對照任何基本向量，所以這些方程可應用在任何區域。這就是為什么在這種方法中只需要一個(gè)60°正弦查找表的原因。

對于一個(gè)特定的基準電壓V*，計算所需的PWM占空率dx、dy和dz之后，需要計算比較寄存器的合適的比較值。每個(gè)PWM周期(50ms)需要計算3個(gè)新的比較值(Ta，Tb和Tc)來(lái)產(chǎn)生開(kāi)關(guān)圖形。

比較值Ta，Tb和Tc可寫(xiě)為:

Ta＝(T-dx-dy)/2 (8)

Tb=dx+Ta (9)

Tc=T-Ta (10)

計算的比較值輸入PWM比較寄存器，而DSP控制器在下一個(gè)PWM周期開(kāi)始時(shí)更新占空率。

用低成本的25齒鏈輪和霍爾傳感器獲得馬達速度信息。圖4示出與鏈輪有關(guān)的物理描述以及相關(guān)的角速率?？偯}沖率是25個(gè)脈沖/循環(huán)?；魻杺鞲衅鞯妮敵鲋苯铀偷紺240的Capture1輸入，在此可測量齒到齒周期(t2-t1)。為了降低抖動(dòng)或周期波動(dòng)，每檢測一個(gè)新脈沖，對最近的25個(gè)周期測量執行平均。

一旦從一個(gè)平均算法求出一個(gè)“robust”(“健全的”)周期測量，則用倒相周期值計算角速率(頻率)。一個(gè)經(jīng)典的比例-積分(PI)可得到閉環(huán)速度控制。

功率因數校正

在很多行業(yè)中，功率因數校正日益重要起來(lái)。歐洲的IEC和美國的IEEE已從事開(kāi)發(fā)離線(xiàn)設備中限制諧波電流的標準。

對很多新電子產(chǎn)品必須具有接近1的功率因數和無(wú)失真電流輸入波形。通常的AC-DC變換器采用簡(jiǎn)單電容器的二極管橋整流器從ac線(xiàn)路汲取功率。在離線(xiàn)設備中的輸入電流波形用一個(gè)整流器/電容器輸入濾波器提供窄脈沖。因此，由于電流波形的高諧波失真,使得功率因數很不理想。

用著(zhù)名的帶單電源開(kāi)關(guān)的升壓拓撲結構能改善輸入功率因數。電源開(kāi)關(guān)控制能量流。當開(kāi)關(guān)接通時(shí)，電流建立在升壓電感器中，同時(shí)二極管保持關(guān)斷。當電源開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，存在電感器中的能量經(jīng)二極管對dc線(xiàn)路電容器進(jìn)行充電。另外可控制電感器電流跟蹤所想要的電壓。對于功率因數校正，通?？刂齐姼衅麟娏鞲櫿麟妷?，因此ac端電流將與ac線(xiàn)電壓同相。然而，基于正向饋電控制和電流測量的方法不是一種簡(jiǎn)單的實(shí)現方法。測量整流器輸出電壓以得到輸入線(xiàn)電流的波形信息。全波整流線(xiàn)電壓饋送到模擬通道。輸入電壓用電阻分壓器調整。

另外測量dc線(xiàn)電容器電壓可獲得輸入電流大小的信息。同樣,用電阻分壓器把此電壓饋送到另一個(gè)模擬通道。

這兩個(gè)電壓確定升壓控制開(kāi)關(guān)的工作占空率。占空率可寫(xiě)為:

dactual=Krec×Vin×dmax

式中dactual是升壓電源開(kāi)關(guān)的占空率，dmax是最大允許的占空率，krec是整流器輸出電壓傳感器的增益。

DC總線(xiàn)電壓電平確定最大允許占空率dmax。

經(jīng)典的PI方法可得到dmax。Vref取決于不同的應用并且總是大于輸入線(xiàn)電壓的峰值。模/數變換同步于相應功率因數校正的PWM通道。圖6示出不同控制環(huán)路的定時(shí)圖。

升壓變換器的大小遠遠小于各種無(wú)源濾波器?？梢灶A料，有效的功率因數校正將滿(mǎn)足將來(lái)各種嚴格的電源性能調整。

實(shí)驗

250W實(shí)驗板已被制作用來(lái)實(shí)現上面所提到的所有功能。帶風(fēng)扇的3相感應馬達(1/3HP，4極)做為負載被連接到板上。輸入是標準的ac線(xiàn)電壓(115V，60Hz)。工作頻率在0～60Hz之間變化。3相倒相器和升壓變換器的功率開(kāi)關(guān)用IRF840功率MOSFET。升壓電感器在150mH左右。軟件用匯編語(yǔ)言編寫(xiě)，使用小于4KW的程序空間?？刂破鞯钠祥W存可存儲程序。

由20KHz SVPWM產(chǎn)生無(wú)失真相位電流。表1示出在不同工作頻率下的功率因數電平。

檢測電流波形的某種失真。升壓電感器在較高的工作頻率會(huì )處于飽和狀態(tài)而導致電流失真。然而，馬達相位電流和線(xiàn)到線(xiàn)電壓完全是無(wú)失真的。

軟啟動(dòng)特性也包含在軟件中。在啟動(dòng)期間驅動(dòng)以預先確定的速率斜波上升。通過(guò)斜波上升或下降曲線(xiàn)，進(jìn)行速度指令的突然改變。

表2列出對于不同軟件模塊的DSP帶寬的使用率。很顯然，多功能整合不能利用DSP帶寬的100%，因此，更先進(jìn)的算法可實(shí)現應用要求。

表1 用升壓拓撲結構改善功率因數校正

表2 DSP帶寬的使用率

結語(yǔ)

新型低成本DSP控制器正在成為成本敏感應用的一種有前途的選擇方案。這些控制器具有足夠的帶寬并集成有片上功率電子設備的外設以實(shí)現馬達驅動(dòng)的多種功能。集成的多功能減少了系統元件數并加快了產(chǎn)品上市。