如何提高低靜態(tài)電流LDO負載瞬變響應性能

　 當LDO輸出供電的數字電路從一種運行模式切換到另一種運行模式時(shí)， LDO的負載需求會(huì )快速變化。負載的這種快速變化將使LDO的輸出電壓產(chǎn)生短暫的尖峰脈沖。大部分的數字電路都會(huì )對很大的電壓變化產(chǎn)生不良反應。因此，改善LDO的負載瞬變性能十分重要。

　 傳統的LDO結構包括一個(gè)誤差放大器和一個(gè)傳遞器件，如圖1所示。從這種結構可以很容易看出負載變化對LDO運行的影響。

圖1：傳統LDO的結構簡(jiǎn)圖。

　 LDO的負載電流變化會(huì )改變LDO的輸出電壓電平，直到誤差放大器感知負載電流的變化而驅動(dòng)通路晶體管來(lái)補償這種變化。然而，在輸出電流變化與誤差放大器作出反應之間往往有一定的延遲，在這個(gè)延遲時(shí)間內，LDO輸出會(huì )出現電壓尖峰。通過(guò)減少延遲時(shí)間可將輸出電壓的誤差減至最小。引起延遲的因素有許多，其中一個(gè)主要原因是需要對傳遞器件的寄生電容進(jìn)行充電。便攜式設備中常用LDO的最大輸出電流一般都不會(huì )超過(guò)幾百毫安。這樣就需要增加傳遞器件的面積，從而導致傳遞器件的寄生電容Cp1和Cp2也增加，甚至超過(guò)100pF。

　 因此，LDO的微小靜態(tài)電流就成為了關(guān)鍵參數之一，但它會(huì )明顯限制寄生電容的充電時(shí)間。

　 縮短寄生電容充電時(shí)間的最常用辦法是將AB類(lèi)放大器用作誤差放大器。一般情況下，AB類(lèi)放大器的電路都設有比較復雜的兩個(gè)增益級，而LDO穩壓器的功率晶體管則成為了第三個(gè)增益級。為了提高這個(gè)三級放大器的穩定性，通?？梢圆捎貌煌难a償方法，但這些方法都會(huì )減少帶寬，并增加誤差放大器的響應時(shí)間。

負載瞬變響應性能得到改善的LDO結構

　LDO電路有許多不同的解決方案。本文所描述的電路基本想法是通過(guò)誤差放大器來(lái)改良負載瞬變響應性能和降低靜態(tài)電流?！?

圖2：帶有AB類(lèi)誤差放大器的LDO。

　 如前文中所述，傳遞器件具有較大的寄生電容，它會(huì )使一個(gè)具有微小靜態(tài)電流的誤差放大器在輸出級產(chǎn)生一個(gè)低頻極點(diǎn)。圖2所示的結構需要進(jìn)行一個(gè)非常復雜的修正，目的是通過(guò)減小誤差放大器的帶寬來(lái)獲得更高的穩定性。為了避免采用過(guò)于復雜的結構，應采用緩沖器將誤差放大器輸出級的高輸出阻抗與傳遞器件的高負載電容隔離開(kāi)來(lái)，見(jiàn)圖3。

圖3：配有射極跟隨器(用作緩沖器)的LDO 結構示意圖。

　 這種結構的另一個(gè)缺點(diǎn)是由于主放大器和緩沖器是串聯(lián)的，所以延遲時(shí)間將由電路中速度較慢的部件來(lái)決定。

　 在結構[3]中，LDO采用了兩個(gè)放大器，分別是誤差放大器A1和電流反饋放大器A2，如圖4所示。電流反饋放大器具有第二級反饋環(huán)路，可加速LDO的響應。但是該放大器的輸入阻抗很小，會(huì )降低誤差放大器A1的增益下降，從而對LDO的主要參數帶來(lái)負面影響。

圖4：帶復合反饋回路的LDO。

　 電流反饋放大器具有AB類(lèi)輸出級，但此類(lèi)放大器的負載能力取決于輸入電流。然而，低靜態(tài)電流的LDO一般要求較大的Rf1、Rf2和RC電阻值，這又限制了放大器A2的輸入電流。這意味著(zhù)最大輸出電流不會(huì )超過(guò)幾微安，因此無(wú)法實(shí)現對功率晶體管的寄生電容進(jìn)行快速充電。

推薦的改進(jìn)方法和電路結構

　 前文已經(jīng)對不同的LDO負載瞬變性能改進(jìn)方案進(jìn)行了分析。盡管采用兩個(gè)運算放大器驅動(dòng)傳遞器件似乎是最好的一個(gè)方法，但是通過(guò)上述分析仍可以發(fā)現若干缺點(diǎn)。本節將討論一種可以消除或減弱這些缺點(diǎn)的結構。

　　在改進(jìn)的結構中，具有高增益和低帶寬的運算跨導放大器(OTA)被用作主要的誤差放大器。而這個(gè)放大器決定了LDO的主要性能參數。第二個(gè)放大器也是基于OTA，但具有相對較小的增益和較大的帶寬，主要用于監測LDO的輸出。兩個(gè)放大器的輸出并聯(lián)在一起，推薦結構如圖5所示。

圖5：兩個(gè)誤差放大器并聯(lián)在一起的LDO結構。

　 主誤差放大器A1為一款標準的兩級放大器，用于確保LDO的良好性能。由于A(yíng)1并不是用來(lái)快速驅動(dòng)功率晶體管MP的，因此可以采用A類(lèi)輸出級。反饋電阻Rf1和 Rf2決定了LDO輸出電壓的大小。

　 第二個(gè)放大器具有高帶寬和AB類(lèi)輸出級，可對功率晶體管的寄生電容快速充電。放大器A2的輸出連接到放大器A1的輸出和功率晶體管MP的柵極。

　 LDO輸出連接到A2的同相輸入端和低通濾波器RC，而低通濾波器的輸出則連接到放大器A2的輸入。這種連接方式在穩態(tài)情況下將在A(yíng)2的輸入間產(chǎn)生零電壓，從而使LDO的參數不受放大器A2的影響。在LDO的輸出負載快速變化時(shí)，如果低通濾波器的時(shí)間常數大于負載瞬變變化的時(shí)間，那么A2的反相輸入端將不會(huì )發(fā)生電壓變化。A2的同相輸入跟隨LDO的輸出電壓，并開(kāi)始對變化作出補償。由于放大器A1的帶寬很窄，因此它會(huì )明顯滯后一段時(shí)間才作出反應。經(jīng)過(guò)稍長(cháng)于低通濾波器時(shí)間常數的一段時(shí)間后，A2再次進(jìn)入穩態(tài)，且不會(huì )對LDO的參數造成影響。圖6所示為運算跨導放大器A2的結構。圖中只有一個(gè)增益級和AB類(lèi)輸出級。帶寬由偏置電流Ib確定。

圖6：具有一個(gè)增益級的AB類(lèi)放大器。

　　圖7所示為推薦LDO結構的AC分析。圖7(a)為推薦LDO結構的簡(jiǎn)化原理圖，圖7(b)是從圖7(a)轉化而來(lái)的簡(jiǎn)化傳遞函數的等效框圖。這樣就可以建立推薦LDO運行的幅度響應，如圖7(c)所示。在低頻情況下，LDO的運行主要由主放大器A1決定。但在較高的頻率下，由于出現了負載瞬變，因此LDO的運行便改由快速放大器A2來(lái)決定。由于RC濾波器能夠隔離并聯(lián)放大器A1和A2的運行，因此他們不會(huì )在同一時(shí)間工作。

圖7：推薦LDO穩壓器的AC分析 (a) 簡(jiǎn)化原理圖 (b) 等效框圖 (c) 幅度響應。

　　圖8所示為推薦LDO結構的負載瞬變仿真結果。左圖為放大器并聯(lián)時(shí)LDO的輸出電壓，而右圖為單一放大器運行時(shí)的LDO輸出電壓。從圖中可以看出，放大器并聯(lián)運行時(shí)的輸出電壓變化幅度比用單一放大器小兩倍。

圖8：并聯(lián)放大器運行(左側)和單放大器運行(右側)時(shí)的仿真負載瞬變曲線(xiàn)。

試驗結果

　 推薦的LDO穩壓器電路采用0.5微米的CMOS工藝制造，占用面積為0.28mm2。

　 表1列出了測量結果，其中最大電流消耗為20μA。經(jīng)過(guò)進(jìn)一步優(yōu)化能使電流消耗更低，但是芯片的面積會(huì )增大，從而對負載變化的反應變慢，并對LDO穩壓器的其他主要參數帶來(lái)不利影響。

表1：推薦LDO穩壓器的主要參數。

　 圖9為測量所得的負載瞬變響應曲線(xiàn)。其中負載在1μs內從最大值變化到1mA或從1mA變化到最大值時(shí)， LDO穩壓器所產(chǎn)生的輸出電壓尖峰等于60mV 。假如負載變化的速率較慢(10μs)，那么LDO穩壓器輸出的電壓變化可明顯減少至18mV。

圖9：測得的負載瞬變響應曲線(xiàn)。

　 在10kHz頻率和LDO輸出負載為20mA時(shí)測得的電源抑制比(PSRR)為-75dB，而在10Hz到100kHz頻率范圍內所測得的等效輸出噪聲等于10μVRMS。

本文小結

　 試驗結果表明，所推薦的LDO穩壓器由于具有較優(yōu)的負載瞬變響應性能，因此在低電流消耗的LDO穩壓器中具有無(wú)可比擬的優(yōu)勢。

　 最常見(jiàn)的LDO穩定性問(wèn)題現在可以通過(guò)兩個(gè)誤差放大器的并行連接得以解決。推薦的LDO結構具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1.LDO的直流和低頻參數可以由穩定且容易設計的雙增益級A類(lèi)放大器決定。

2.極具魯棒性、響應快速的單增益級AB類(lèi)放大器可完全應對快速的負載瞬變，并且不存在任何穩定性問(wèn)題。

3.將兩個(gè)放大器并聯(lián)在一起有助于避免穩定性問(wèn)題。

4.對低靜態(tài)電流的LDO穩壓器來(lái)說(shuō)，放大器之間的電源電流能以最優(yōu)的比例進(jìn)行分配。