增強電源設計中PFC段性能的兩種簡(jiǎn)單調整方法

　　大多數的現代電源都要求從輸入線(xiàn)路所吸收的電流包含諧波含量。實(shí)際上，規范標準要求線(xiàn)路電流接近正弦波形，而且相位與線(xiàn)路電壓同相。為此，通常在橋電路與大電容之間插入所謂的PFC預穩壓器。這個(gè)中間段設計輸出恒定的直流電壓，同時(shí)從輸入線(xiàn)路吸收正弦電流。PFC段通常采用升壓配置，要求輸出電壓比線(xiàn)路可能最高的電壓電平都要高。這就是為什么歐洲或是通用主電源輸入條件下輸出穩壓電平普遍設定在約390V的原因。

　　對于較低功率的應用而言，臨界導電模式(CrM)(也稱(chēng)作邊界、邊界線(xiàn)甚至是瞬態(tài)導電模式)通常是首選的控制技術(shù)。這種控制技術(shù)簡(jiǎn)單，市場(chǎng)上有采用這種技術(shù)的不同的商用控制器，容易設計。然而，高輸入電壓時(shí)，如果輸入和輸出電壓之間的差距小，PFC段會(huì )變得不穩定。本文將說(shuō)明解決這種問(wèn)題的方法。PFC段一個(gè)更加常見(jiàn)的問(wèn)題是通常發(fā)生在啟動(dòng)時(shí)的大電流過(guò)沖，而不論采用的是何種控制技術(shù)。

　　臨界導電模式工作

　　臨界導電模式(CrM)工作是低功率應用中最常見(jiàn)的解決方案。這種控制方法可以采用可變頻率控制原理來(lái)描述特征，即電感電流先上升至所需線(xiàn)路電流的2倍，然后下降至零，接著(zhù)再上升至正電流，期間沒(méi)有死區時(shí)間(dead-time)，如圖1所示。這種控制方法需要電路精確地檢測電感的磁芯復位。

圖1 臨界導電模式工作

　　零電流檢測

　　確定退磁完成的常見(jiàn)解決方案在于感測電感電壓，更具體地說(shuō)，就是檢測電感電壓何時(shí)降至零。監測線(xiàn)圈電壓并非經(jīng)濟的解決方案。相反，這升壓電感與小型繞組相關(guān)，這繞組(稱(chēng)作“零電壓檢測器”或ZCD繞組)提供了電感電壓的一個(gè)縮小版本，能夠用于控制器上，如圖2所示。ZCD繞組采用耦合形式，因而它在MOSFET導電時(shí)間(反激配置)期間呈現出負電壓，如圖3中所示。這繞組提供：

　　VAUX=-NVIN，當MOSFET導通時(shí)；

　　VAUX=N(VOUT-VIN)，當MOSFET開(kāi)路時(shí)。

　　其中，N是輔助繞組與主繞組之間的匝數比。

圖2 NCP1607驅動(dòng)的應用段典型應用示意圖

圖3 波形

　　當ZCD電壓(VAUX)開(kāi)始下降時(shí)線(xiàn)圈電流會(huì )達到零。許多CrM控制器內部比較VAUX與接近0V的ZCD參考電壓，檢測出下降沿，并準時(shí)啟動(dòng)下一個(gè)驅動(dòng)信號。為了實(shí)現強固的工作，應用了磁滯機制，并實(shí)際上產(chǎn)生較高的(upper)閾值(VAUX上升時(shí)有效)及較低的(lower)閾值(VAUX下降時(shí)有效)。出于不同原因(如安森美半導體NCP1607 PFC控制器中的ZCD引腳的多功能性)，在大多數商用器件中這些閾值都相對較高(在1V及2V之間)。

　　例如，NCP1607數據表中可以發(fā)現下述的ZCD閾值規范(引腳5是監測ZCD信號的電路)。

　　Vpin5上升：最低值為2.1V，典型值為2.3V，最大值為2.5V；

　　Vpin5下降：最低值為1.5V，典型值為1.6V，最大值為1.8V。

　　要恰當地檢測零電流，VAUX信號必須高于較高的閾值。

　　極高輸入線(xiàn)路時(shí)的不精確零電流檢測

　　圖4及圖5顯示出在高線(xiàn)路時(shí)會(huì )面對的一個(gè)問(wèn)題。VAUX電壓在退磁相位期間較小，而這時(shí)Vin較高，因為VAUX與輸出輸入電壓差成正比VAUX=N(VOUT-VIN)。此外，如圖4所示，輸入電壓在開(kāi)關(guān)頻率呈現出交流含量。因此，VAUX波形并不平坦，相反，它還包含紋波。在低線(xiàn)路時(shí)，這紋波可以忽略不計。在高線(xiàn)路時(shí)，VAUX幅度在退磁相位期間較小。因此，這些振蕩可能大到足以導致過(guò)早檢測電感磁芯復位。事實(shí)上，如圖4和圖5所示的那樣，零電流檢測的精度降低了。

圖4 不精確零電流檢測導致的不穩定性

圖5 連續導電模式工作

　　圖4顯示出現不穩定性問(wèn)題時(shí)高輸入線(xiàn)路(正弦波頂端，此處Vin約為380V)下的VAUX電壓。我們可以看到MOSFET關(guān)閉時(shí)，VAUX電壓輕微躍升至高于ZCD閾值。由于其大紋波的緣故，在退磁相位期間，VAUX電壓首先增加，然后下降。由于在某些開(kāi)關(guān)周期的末段VAUX接近ZCD閾值，這VAUX電壓下降導致零電壓比較器在電感磁芯完全復位前就翻轉(trip)。圖5證實(shí)了這一論斷。有時(shí)，升壓二極管仍在導電時(shí)，PFC段開(kāi)始新的周期。這個(gè)現象主要導致線(xiàn)路電流失真(見(jiàn)紅色跡線(xiàn))、功率因數退化，并可能有一些頻率處在人耳可聽(tīng)到的噪聲。

　　改善高線(xiàn)路工作的簡(jiǎn)單調整方法

　　如圖6所示，在VCC與引腳5(ZCD引腳)之間布設一顆電阻，能夠減輕或抑制這個(gè)現象。這樣一來(lái)，ZCD引腳上就產(chǎn)生了偏置。

圖6 ZCD引腳上的調整

　　在測試的應用中，VCC為15V，且Rzcd=68kΩ。在VCC與引腳5之間增加一顆電阻Roff=680kΩ，就改變了施加在引腳5(ZCD引腳)上的電壓。退磁相位期間ZCD引腳上施加的實(shí)際VAUX電壓就變?yōu)椋?

　　(1)

　　然后，施加在引腳5上的電壓就偏置。事實(shí)上，這就像是VAUX電壓與減小了1.36V的ZCD閾值比較。這樣一來(lái)，新的實(shí)際ZCD閾值就是：

　　Vpin5上升：最低值為0.74V，典型值為0.94V,最大值為1.14V；

　　Vpin5下降：最低值為0.14V，典型值為0.24V,最大值為0.44V。

　　這些降低的ZCD閾值增加了ZCD的精度，并能抑制CCM工作，在相同條件下獲得的波特圖（見(jiàn)圖7）就證實(shí)了這一點(diǎn)。

圖7 調整改善器件工作

　　必須注意，Vpin5下降(我們的案例中是1.5V)時(shí)，偏置必須保持在低于ZCD最低閾值。這是為了確保新的實(shí)際ZCD閾值(Vpin5下降時(shí)) 保持高于0V。否則，系統可能難于檢測磁芯復位并因此啟動(dòng)新的開(kāi)關(guān)序列。出于這個(gè)目的，應當考慮到VCC的變化。

　　啟動(dòng)時(shí)的大過(guò)沖

　　PFC段從輸入線(xiàn)路正弦波電壓源吸收正弦電流，因此，它們?yōu)樨撦d提供僅匹配平均需求的方波正弦功率。輸出電容(大電容)“吸收”實(shí)際提供的功率與負載消耗的功率之差值。

　　● 饋送給負載的功率低于需求時(shí)，輸出電容放電，補償功率差額。

　　● 提供的功率超過(guò)負載功耗時(shí)，輸出電容充電，存儲多余的能量。

　　因此，輸出電壓呈現出輸入線(xiàn)路頻率2倍的低頻交流含量。不利的是，PFC電流整形(current-shaping)方法均基于控制信號無(wú)紋波的假設。否則，就不能夠優(yōu)化功率因數，因為輸入線(xiàn)路電流重新復制了控制信號失真。這就是眾所周知的PFC電路動(dòng)態(tài)性能差的原因。它們的穩壓環(huán)路帶寬設得極低，從而抑制100Hz或120Hz紋波，否則輸出電壓就會(huì )注入這紋波。

　　由于系統極慢，PFC段遭受陡峭的負載或輸入電壓變化時(shí)，會(huì )在大電容上呈現出大的過(guò)沖(over-shoot)或欠沖(under-shoot)。啟動(dòng)序列就是這些瞬態(tài)中的一種，能夠產(chǎn)生大的電壓過(guò)應力(over-stress)。

圖8 輸出電壓紋波

　　圖9展示能在啟動(dòng)相位期間觀(guān)察到的那類(lèi)過(guò)沖。這波特圖是使用由NCP1607驅動(dòng)、負載是下行轉換器的PFC段獲得的。

圖9 啟動(dòng)相位期間的過(guò)沖

　　承受啟動(dòng)過(guò)沖

　　應用軟啟動(dòng)是減小過(guò)沖的一種自然選擇。然而，設計人員所選擇的控制器并不必須具有這個(gè)功能特性。此外，從定義來(lái)看，這種功能減緩了啟動(dòng)速度，而這并非總是可以接受。

　　另外一種簡(jiǎn)單的選擇涉及在反饋感測電阻分壓器處增加一個(gè)電容，如圖10所示。在這個(gè)圖中，我們假定感測網(wǎng)絡(luò )中上部的電阻分割為兩個(gè)電阻，而電容Cfb并聯(lián)連接在其中一個(gè)電阻的兩端。

圖10 小幅調整反饋網(wǎng)絡(luò )

　　如果控制電路中嵌入了傳統的誤差放大器，讓我們分析電容Cfb的影響。在穩態(tài)，Cfb改變了傳遞函數。通過(guò)檢測，我們立即注意到它增加了：

　　處于下述頻率的一個(gè)零點(diǎn)：

　　(2)

　　處于下述頻率的一個(gè)極點(diǎn)：

　　(3)

　　控制器集成了傳導誤差放大器(OTA)時(shí)，情況就有點(diǎn)不同。這是因為反饋引腳(誤差放大器的反相輸入)不再是虛接地(virtual ground)。因此，電阻分壓器中下部位置的電阻(RFbL)影響了極點(diǎn)頻率的表達式。實(shí)際上，采用OTA時(shí)：

　　(4)

　　然而，PFC輸出電壓的穩壓電平通常處于390V范圍，而控制器參考電壓處在少數幾伏的范圍。因此，與(RfbU1+RfbU2)相比，RfbL極??；如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，或如果RfbU1小于RfbU2，我們就可以考慮：RfbL=RfbU2。事實(shí)上，設計人員基于這些考慮因素，能夠得出近似Cfb產(chǎn)生的極點(diǎn)頻率，即：

　　(5)

　　最后，兩種配置中都獲得相同的極點(diǎn)。

　　這些條件(RfbU1≈RfbU2)或(RfbU1≤RfbU2)并非限制性條件。相反，滿(mǎn)足這些條件是明智之舉，因為RfbU1兩端的電壓及相應的Cfb兩端的電壓取決于RfbU1值與(RfbU1+RfbU2+RfbL)總電阻值的相對比較關(guān)系。這就是為什么它們是現實(shí)可行的原因。

　　如果RfbU1與RfbU2這兩個(gè)電阻擁有類(lèi)似阻值，

　　(6)

　　如果RfbL=RfbU2：

　　(7)

　　最后，如果與RfbU2相比RfbU1極小，我們就獲得在控制至輸出傳遞函數中抵消(cancel)的極點(diǎn)和零點(diǎn)。這樣，增加Cfb就對環(huán)路和交越頻率沒(méi)有影響。如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，低頻增益就略微增加，交越頻率就以跟fp與fz的相同比率增加。事實(shí)上，特別是在RfbL=RfbU2時(shí)，這個(gè)增加的電容并不會(huì )大幅改變PFC段的動(dòng)態(tài)性能。

　　然而，在啟動(dòng)相位期間，這個(gè)電容發(fā)揮重要作用。當輸出電壓上升時(shí)，Cfb電容也充電。Cfb充電電流增加到反饋電流中，所以穩壓電平臨時(shí)降低。這增加的電流與Cfb電容值成正比，并取決于輸出電壓的陡峭度，因此，在輸出電壓快速充電時(shí)，這個(gè)影響更引人注目。

　　實(shí)際驗證

　　在應用中已經(jīng)測試了調整方法，反饋網(wǎng)絡(luò )如下所示：

　　RfbU1≈RfbU2=470kΩ

　　RfbL=6.2kΩ

　　電阻RfbU1兩端放置了一個(gè)100nF電容。它必須是一種高壓電容，因為若我們假定輸出電壓最大值為450V，它兩端的電壓可能達到223V。作為一項經(jīng)驗法則(rule of the thumb)，我們選擇了100nF電容值，這樣，在觀(guān)測到過(guò)沖時(shí)，時(shí)間常數（RfbU1Cfb）就處在啟動(dòng)時(shí)間的范圍之內。

　　圖11比較沒(méi)有時(shí)的啟動(dòng)序列(左圖)與有Cfb時(shí)的啟動(dòng)相位(右圖)。這些波特圖清楚顯示電容的影響。Cfb充電電流人為地增加了輸出電壓(即圖中的Vbulk)充電期間的反饋電流，導致預期的控制信號(Vcontrol)放電。因此就沒(méi)有觀(guān)測到輸出電壓過(guò)沖。我們可進(jìn)一步指明，啟動(dòng)時(shí)間未受明顯影響。

圖11 有Cfb(左圖)及沒(méi)有Cfb(右圖)時(shí)的啟動(dòng)特性

　　圖12顯示了沒(méi)有Cfb時(shí)(左圖)及有Cfb時(shí)(右圖)PFC段對突兀的負載改變(120W階躍)的響應。我們的案例中(RfbU1=RfbU2)，Cfb產(chǎn)生并不會(huì )相互抵消的額外極點(diǎn)及額外零點(diǎn)，且輕微改變環(huán)路特性。然而，最重要的是，采用Cfb還是改善了響應，因為較大的輸出偏差(Output deviation)使這些負載階躍類(lèi)似于啟動(dòng)瞬態(tài)。因此，Cfb在這里同樣幫助控制電路出現預料中的所期望的電平恢復。

12 沒(méi)有Cfb時(shí)(左圖)及有Cfb時(shí)(右圖)PFC段對負載階躍變化的響應

　　結論

　　本文討論了如何解決PFC段經(jīng)常會(huì )面對的兩個(gè)問(wèn)題。首先，在CrM應用中，零電流檢測在高輸入線(xiàn)路時(shí)精度不高，而當輸入線(xiàn)路電壓非常接近輸出電壓時(shí)，可能會(huì )出現某些不需要的連續導電模式周期，導致一些功率因數退化，及可能出現一些人耳可聽(tīng)到的噪聲。能夠使用一顆簡(jiǎn)單的電阻來(lái)改善這功能。其次，在啟動(dòng)序列期間，PFC段也可能呈現出過(guò)大的過(guò)沖?？梢栽诜答伕袦y網(wǎng)絡(luò )中放置一顆電容來(lái)限制或抑制這過(guò)應力。即便是在電源設計的極晚階段，這兩種調整方法都易于實(shí)施。