全橋逆變電路在焊接電源中的應用

(2)原邊串入無(wú)極性隔直電容C5。全橋變換器工作時(shí)變壓器雙向激磁，存在固有的偏磁問(wèn)題。造成的原因是正負脈沖不對稱(chēng)，變壓器電壓存在直流分量，使偏磁迅速積累至磁芯飽和，導致電流無(wú)限制上升，逆變失敗。加入一個(gè)無(wú)極性隔直電容，可有效防止直流偏磁。另外本系統采用峰值電流控制，逐個(gè)限制每個(gè)電流脈沖的峰值，迫使正負脈沖波形對稱(chēng)。兩者配合使用可從根本上解決偏磁問(wèn)題。

(3)在輸出整流部分引入一個(gè)反并聯(lián)的續流二級管D7。在環(huán)流階段，由濾波電感Lf提供的負載電流大部分可以通過(guò)D7構成回路進(jìn)行續流，可以有效減小由變壓器副邊反射到原邊的續流電流，從而減小占空比損失和環(huán)流階段的導通損耗。

(4)加入吸收電路。由于輸出整流二級管反向恢復時(shí)產(chǎn)生一個(gè)較高的電壓過(guò)沖和高頻震蕩，容易損壞二級管并發(fā)熱嚴重。加入由Rs和Cs構成的吸收電路后，可明顯改善整流電壓波形。另外如有需要，主開(kāi)關(guān)器件兩端也可并聯(lián)RCD網(wǎng)絡(luò )。

3 控制電路設計

為了實(shí)現前述逆變焊機恒流帶外拖的特性曲線(xiàn)，本方案選用UNTRODE公司的專(zhuān)用集成移相芯片UC3879，并配合外圍電路，通過(guò)多環(huán)分段控制方法來(lái)完成控制要求。

UC3879是一種能進(jìn)行相位調制的PWM專(zhuān)用集成芯片?？瑟毩⒄{節兩對互補輸出脈沖的死區時(shí)間，為兩橋臂不同的諧振過(guò)程創(chuàng )造條件。其相位調制原理為：給定指令信號由芯片腳3(EA)端輸入，經(jīng)內部誤差放大器后輸出誤差信號Ve，與由芯片腳19(RAMP)端輸入的鋸齒波進(jìn)行比較，輸出脈寬可調的PWM波形，去改變兩橋臂的相位關(guān)系。

在本方案所采用的峰值電流控制模式下，腳19(RAMP)端的鋸齒波信號是從變壓器原邊的電流信號經(jīng)采樣整流得到的。但由于實(shí)際上原邊電流信號波形上升斜率較緩，與給定比較時(shí)，容易因為干擾或毛刺抖動(dòng)產(chǎn)生誤動(dòng)作。因此實(shí)際應用時(shí)，先將原邊電流的采樣整流值與芯片定時(shí)電容CT上的鋸齒波相疊加，經(jīng)過(guò)斜坡補償后，再送入腳19(RAMP)端進(jìn)行比較控制。峰值電流控制過(guò)程如圖4所示。

外特性分段控制方法及芯片外圍邏輯電路接法如圖5所示。圖5(a)中，變壓器原邊電流通過(guò)一個(gè)自制的1：100電流互感器采樣并整流后得到is，經(jīng)過(guò)采樣電阻得到合適的電壓信號并與定時(shí)電容CT上的鋸齒波相疊加，輸入到腳19(RAMP)端。腳4(CS)端用作過(guò)流保護，當此腳電壓高于2．5V時(shí)將封鎖輸出脈沖。A點(diǎn)接由圖5(b)產(chǎn)生的指定信號。圖5(b)即為焊機的外特性實(shí)現電路．包括以下三個(gè)部分。

(1)恒流特性實(shí)現 理論上原邊電流峰值與副邊輸出焊接電流大小是能夠相互反映的，因此，只需給定變壓器原邊脈沖電流的峰值，讓原邊脈沖電流與給定峰值的交點(diǎn)來(lái)決定移相角的大小，就能實(shí)現恒流控制。圖5(b)中Iref即為電流峰值給定值。

(2)外拖特性實(shí)現 正常工作時(shí)，輸出電壓反饋值Vfb大于外拖給定值Vz，比較器U3的輸出為零，對加法器U4沒(méi)有影響，焊接電流由恒流給定值Iref決定；當焊槍與工件粘連短路時(shí)，Vfb小于VZ，比較器U3的輸出為高，相當于給增大了Iref，UC3879內部誤差放大器的輸出Ve也增大，焊接電流則隨之增大，從而實(shí)現外拖。

(3)空載電壓限制 如果僅儀對電流進(jìn)行負反饋控制，那么空載時(shí)UC3879將始終以最大脈寬輸出，造成不必要的浪費且安全性降低。單獨設計一路由比較器U1構成的電壓調節器，對焊機的空載電壓進(jìn)行負反饋控制，當Vfb大于空載電壓給定值Vk時(shí)，U1輸出一個(gè)較高電平封鎖C點(diǎn)輸出，并使UC3879輸出脈沖移相角為180°，即有效脈寬為0°，使輸出電壓減小。這樣，UC3879輸出控制信號的移相角在0°和180°之間交替變化，不僅獲得恒定的空載電壓，而且減小了空載損耗。

4 驅動(dòng)隔離設計

本方案設計頻率為100kHz，主開(kāi)關(guān)管處于高頻動(dòng)作狀態(tài)，要求盡可能縮短M0SFET柵源電壓的上升時(shí)間和下降時(shí)間，減小開(kāi)關(guān)損耗。因此驅動(dòng)電路要有較大的驅動(dòng)電流，同時(shí)驅動(dòng)電路到主電路的引線(xiàn)要盡量短，減小柵極驅動(dòng)電路的阻抗。本方案所采用的高頻驅動(dòng)電路如圖6所示。

其中IN接自來(lái)于UC3879的輸出脈沖信號，CND1接控制電路地信號，GND2接被驅動(dòng)MOS-FET的源極。6N137是一個(gè)高速光耦，傳輸延遲時(shí)間僅有40 ns。從控制電路來(lái)的信號經(jīng)過(guò)光耦隔離后送至驅動(dòng)電路，使得控制電路和驅動(dòng)電路有較好的電氣隔離，消除對控制電路的十擾。MAX4426是一個(gè)專(zhuān)門(mén)用于M0SFET的高頻驅動(dòng)芯片，其內部有兩個(gè)驅動(dòng)電路，可以很容易地并聯(lián)以提供較大的輸出功率。典型上升、下降時(shí)間僅為20ns，延遲時(shí)間小大于40ns，可工作于1MHz，提供1．5A的峰值輸出電流。

5 實(shí)驗波形

為了驗證實(shí)際效果，試制了一臺逆變弧焊電源樣機。設計容量為6kW；開(kāi)關(guān)頻率100kHz；輸入220V交流電網(wǎng)電壓，輸入濾波電容采用4個(gè)470μF／450V的