低待機功耗手機充電器電源管理IC應用

　　油價(jià)飛漲，原物料價(jià)格屢創(chuàng )新高，全球能源管里瀕臨崩潰邊緣，“節約能源”再次成為最熱門(mén)的議題。而在環(huán)保的觀(guān)念持續強化下，現代人對于日常節約能源的觀(guān)念越來(lái)越健全，但節約能源除了把不用的電器關(guān)閉或是采取定時(shí)開(kāi)關(guān)方式節約能源外，其實(shí)這些電子裝置本身因電源電路設計的限制。平日開(kāi)啟運作及待機的電源功耗日益增多，使得能源的應用效率低下，有效的電源管理，才能讓“節能”的效益更加立竿見(jiàn)影。電源管理方面最重要的趨勢，就是使待機功耗降至最低。一般可能認為，與工作時(shí)電源的耗電量比起來(lái)，電子設備待機時(shí)所消耗的電量是微乎其微。其實(shí)這與事實(shí)相去甚遠，所以美國加州能源委員會(huì )（CaliforniaEnergyCommission，CEC）節能規范，以及能源之星（Energy Star）標識計劃等，在所有電源的規劃當中，對于“待機功耗”的規范極為重視。因此在國際能源總署（IEA）的推動(dòng)和倡導下提出“1瓦計劃”的能源規劃，目標是到2010時(shí)將大部份電器產(chǎn)品的待機功耗降到1瓦，而美國也在2007年12月頒布了“2007美國能源獨立與安全法案”，為消費類(lèi)電器設備制定了第一個(gè)強制性的聯(lián)邦能源標準。

　　其中令人注目的是在2008年11月世界主要手機供貨商公布的新手機充電器的待機規范，明確定義出不同的待機功耗有不同的標識星級，如圖1所示為新手機充電器的待機功耗標準，其中最高五顆星的待機功耗必須降低至30mW以下，因此，要如何使電源轉換器達到更低的待機功耗，將會(huì )是電源設計工程師未來(lái)所需要迎接的挑戰。

　　FAN302HL待機功耗來(lái)源分析與低待機功耗解決方案

　　如何使FAN302HL的待機功耗降低到30mW以下，甚至達到更低10mW，以下會(huì )有詳細的分析介紹。首先可以先以基本常用的反激式轉換器的電源架構來(lái)做分析，如圖2所示。

　　圖2：典型的反激式轉換器電路

　　圖3：待機功耗各部份的分析示意圖

　　從圖3可看出待機功耗的分布，對一個(gè)反激式轉換器而言，主要的待機功耗包括了開(kāi)關(guān)功耗（switching loss）和傳導功耗（conduction loss）以及PWM控制電路所造成的功耗。表1、表2、表3、表4分別對這些主要功耗，列出估算公式與改善對策。

　　1、控制電路損失（15%）：由表1與等式（1）中可知，在待機時(shí)為了使PWM IC維持正常的工作，在輔助線(xiàn)路設計上必須確認能夠提供足夠的電壓供應（VDD），由于FAN302HL的最低工作電壓（VDD_OFF）為5V，所以通常設計在7V附近最為理想。而在PWM IC工作電流方面，FAN302HL擁有多段的電流工作控制，如圖4所示，當工作在脈沖模式（Burst mode）時(shí)，會(huì )以極低的工作電流，來(lái)降低FAN302HL的待機功耗。

　　2、初級端組件損失：由表2中可知，初級端組件損失主要是由激活電阻損失、緩沖器損失與功率晶體管（Power MOSFET） 損失的總和。

　　激活電阻損失（1%）：為了使PWM IC在正常工作前能獲得電源電壓，通常會(huì )設置有激活電路，如圖5，所示，但PWM IC從輔助繞組獲得電源供應之后，激活電路便失去作用，但此時(shí)激活電阻上的跨壓仍然會(huì )持續造成功耗，等式（2）所示，FAN302HL內建高壓激活電路（HV）代替傳統激活電路的設置，可減少激活電阻造成的功耗并可加速開(kāi)機時(shí)間與高壓的激活能力。

　　緩沖器損失（13%）：當功率晶體管關(guān)閉的同時(shí)，會(huì )在漏極/源極之間的電壓（VDS）上產(chǎn)生較高的尖峰電壓，如圖6所示，這是由于變壓器上的泄漏電感所導致，因此避免泄漏電感的產(chǎn)生與峰值電流的增加，就能有效地改善消耗損失，如等式（3）

　　功率晶體管損失（29%）：在功率晶體管損失的部份中，主要包含了開(kāi)關(guān)與傳導損失，如等式（4）（5）所示，而在手機充電器的應用中又以開(kāi)關(guān)損失占大多數，因此除了挑選合適的功率晶體管外，經(jīng)由脈沖模式（Burst mode）技術(shù)，減少單位時(shí)間內功率晶體管的開(kāi)關(guān)次數來(lái)降低開(kāi)關(guān)損失并維持輸出電壓的穩定，可有效改善此部份的功耗，圖7為Power MOSFET相關(guān)參數。

　　3、變壓器鐵芯損失（2%）：變壓器傳輸電能時(shí)的消耗主要分為銅損和鐵損，銅損是初級端電流流經(jīng)變壓器線(xiàn)圈阻抗上造成的耗損，但是在空載待機的情況下流經(jīng)變壓器線(xiàn)圈上的電流很小，因此在此條件下銅損的影響可被忽略。表5與等式（6）所列為鐵損的功耗公式，從式中可知降低開(kāi)關(guān)頻率與磁通密度可以改善鐵芯損失，而調整磁通密度時(shí)，勢必會(huì )提高匝數比，而線(xiàn)圈匝數增加也會(huì )導致銅損上升，如等式（7）所示，因此需要合理的設計磁芯的磁通密度和工作頻率來(lái)達到功耗的改善

　　4、次級端組件損失：由表4中可知，次級端組件損失主要是由輸出二極管、分流調節電阻與光耦合器損失的總合。

　　輸出二極管損失（2%）：圖8所示為輸出二極管功耗路徑，當電流在流過(guò)二極管為正向時(shí)，會(huì )與PN兩極體上所產(chǎn)生的正向導通電壓來(lái)造成損失，如等式（8）所示，因此挑選較低正向導通電壓的輸出二極管是必備條件之一。

　　分流調節電阻損失（2%）：由于在分流調節器必需經(jīng)由分流調節電阻來(lái)導通動(dòng)作并與參考電位來(lái)做比較，以達到恒定輸出電壓，但此調節電阻仍會(huì )占據少量功耗，如等式（9）所式，因此提高調節電阻可以有效改善功耗，但同時(shí)也會(huì )影響到反饋穩定度，因此在這部份的取舍也是要仔細考慮，圖9為功耗路徑。

　　光耦合器損失（35%）：光耦合器用來(lái)提供次級端到初級端間的訊號傳遞并免于噪聲干擾，同時(shí)也提供了穩壓控制的訊號路徑，經(jīng)由電流限制電阻器（Rbias）來(lái)提供光耦合器正常工作電流，以達到穩定的工作，但是所流經(jīng)的電流限制電阻器也會(huì )對系統造成一定的功耗產(chǎn)生，如等式（10）所式，因此這部份的取舍也需要好好考慮，路徑圖如圖9所示。

　　由上述的論述可以很明顯的看出，無(wú)論是開(kāi)關(guān)功耗（switching loss）和傳導功耗（conduction loss）或是由PWM控制電路所造成的功耗，大