軟開(kāi)關(guān)技術(shù)實(shí)現12V/5000A大功率電源的設計

　　1 引言

　　在電鍍行業(yè)里，一般要求工作電源的輸出電壓較低，而電流很大。電源的功率要求也比較高，一般都是幾千瓦到幾十千瓦。目前，如此大功率的電鍍電源一般都采用晶閘管相控整流方式。其缺點(diǎn)是體積大、效率低、噪音高、功率因數低、輸出紋波大、動(dòng)態(tài)響應慢、穩定性差等。

　　本文介紹的電鍍用開(kāi)關(guān)電源，輸出電壓從0~12V、電流從0~5000A 連續可調，滿(mǎn)載輸出功率為60kW.由于采用了ZVT軟開(kāi)關(guān)等技術(shù)，同時(shí)采用了較好的散熱結構，該電源的各項指標都滿(mǎn)足了用戶(hù)的要求，現已小批量投入生產(chǎn)。

　　2 主電路的拓撲結構

　　鑒于如此大功率的輸出，高頻逆變部分采用以IGBT為功率開(kāi)關(guān)器件的全橋拓撲結構，整個(gè)主電路如圖1 所示，包括：工頻三相交流電輸入、二極管整流橋、EMI 濾波器、濾波電感電容、高頻全橋逆變器、高頻變壓器、輸出整流環(huán)節、輸出LC 濾波器等。

　　隔直電容Cb 是用來(lái)平衡變壓器伏秒值，防止偏磁的?？紤]到效率的問(wèn)題，諧振電感LS 只利用了變壓器本身的漏感。因為如果該電感太大，將會(huì )導致過(guò)高的關(guān)斷電壓尖峰，這對開(kāi)關(guān)管極為不利，同時(shí)也會(huì )增大關(guān)斷損耗。另一方面，還會(huì )造成嚴重的占空比丟失，引起開(kāi)關(guān)器件的電流峰值增高，使得系統的性能降低。

　　圖1 主電路原理圖

　　3 零電壓軟開(kāi)關(guān)

　　高頻全橋逆變器的控制方式為移相FB2ZVS 控制方式，控制芯片采用Unitrode 公司生產(chǎn)的UC3875N。超前橋臂在全負載范圍內實(shí)現了零電壓軟開(kāi)關(guān)，滯后橋臂在75 %以上負載范圍內實(shí)現了零電壓軟開(kāi)關(guān)。圖2 為滯后橋臂IGBT 的驅動(dòng)電壓和集射極電壓波形，可以看出實(shí)現了零電壓開(kāi)通。

　　開(kāi)關(guān)頻率選擇20kHz ，這樣設計一方面可以減小IGBT的關(guān)斷損耗，另一方面又可以兼顧高頻化，使功率變壓器及輸出濾波環(huán)節的體積減小。

　　圖2 IGBT驅動(dòng)電壓和集射極電壓波形圖

　　4 容性功率母排

　　在最初的實(shí)驗樣機中，濾波電容C5 與IGBT 模塊之間的連接母排為普通的功率母排。在實(shí)驗中發(fā)現IGBT上的電壓及流過(guò)IGBT的電流均發(fā)生了高頻震蕩，圖3 為滿(mǎn)功率時(shí)采集的變壓器初級的電壓、電流波形圖。原因是并聯(lián)在IGBT 模塊上的突波吸收電容與功率母排的寄生電感發(fā)生了高頻諧振。滿(mǎn)載運行一小時(shí)后，功率母排的溫升為38 ℃，電容C5 的溫升為24 ℃。

　　圖3 　使用普通功率母排時(shí)變壓器初級電壓、電流波形

　　為了消除諧振及減小功率母排、濾波電容的溫升，我們最終采用了容性功率母排，圖4 為采用容性功率母排后滿(mǎn)功率時(shí)采集的變壓器初級的電壓、電流波形圖。從圖中可以看出，諧振基本消除，滿(mǎn)載運行一小時(shí)后，無(wú)感功率母排的溫升為11 ℃，電容C5的溫升為10 ℃。

　　圖4 　使用容性功率母排后變壓器初級電壓和電流波形

　　5 采用多個(gè)變壓器串并聯(lián)結構，使并聯(lián)的輸出整流二極管之間實(shí)現自動(dòng)均流

　　為了進(jìn)一步減小損耗，輸出整流二極管采用多只大電流（400A） 、耐高電壓（80V） 的肖特基二極管并聯(lián)使用。而且，每個(gè)變壓器的次級輸出采用了全波整流方式。這樣，每一次導通期間只有一組二極管流過(guò)電流。同時(shí)，次級整流二極管配上了RC 吸收網(wǎng)絡(luò )，以抑止由變壓器漏感和肖特基二極管本體電容引起的寄生震蕩。這些措施都最大限度地減小了電源的輸出損耗，有利于效率的提高。

　　對于大電流輸出來(lái)說(shuō)，一般要把輸出整流二極管并聯(lián)使用。但由于肖特基二極管是負溫度系數的器件，并聯(lián)時(shí)一般要考慮它們之間的均流。二極管的并聯(lián)方式有許多種，圖5 所示，圖a 為直接并聯(lián)方式；圖b 為串入電阻并聯(lián)方式；圖c 為串入動(dòng)態(tài)均流互感器并聯(lián)方式。（均以四只二極管的并聯(lián)為例）。

　　圖5 　二極管的并聯(lián)方式

　　對于直接并聯(lián)方式，二極管的均流效果很差，輸出電流一般限制在幾十安培到幾百安培左右，不易于做到上千安培。在電流為上千安培輸出的情況下，為了達到均流的目的，可以采用串入電阻方式并聯(lián)或采用串入動(dòng)態(tài)均流互感器并聯(lián)。由于鄰近效應及趨膚效應的影響，對于串入電阻的并聯(lián)方式，二極管的均流效果隨輸出電流的大小而改變，均流效果較差。為達到較好均流效果，串入的電阻不宜太小，這又帶來(lái)較大的損耗。對于串入動(dòng)態(tài)均流互感器的并聯(lián)方式，可以達到較好的均流效果，但大電流互感器的制作工藝復雜，成本高，同時(shí)由于動(dòng)態(tài)均流互感器的漏感及引線(xiàn)電感的存在，使得二極管在關(guān)斷時(shí)的反向尖峰電壓增高，電磁干擾及損耗隨之增加。

　　為了克服以上并聯(lián)方式的不足之處，使輸出整流二極管實(shí)現既能自動(dòng)均流，降低損耗，又可以降低制作工藝的復雜性，我們設計了一種新穎的高頻功率變壓器，如圖1 所示。這種變壓器是由8 個(gè)相同的小變壓器構成，變比均為4∶1 ，它們的初級串聯(lián)，而次級則采用并聯(lián)結構。該變壓器采用初級自冷和次級水冷相結合的冷卻方式，這樣考慮主要在于它們的熱損耗不同，而且可以大大簡(jiǎn)化變壓器的制作工序。

　　下面以?xún)蓚€(gè)變壓器組為例（圖6 所示） ，說(shuō)明二極管之間的均流。

　　圖6 　多個(gè)變壓器的連接示意圖

　　uin為正時(shí)， u1 與u3 為正，二極管D1 與D3 導通，D2 與D4 截止，此時(shí)可以得出：

　　當二極管的管壓降uD1 與uD3 不等時(shí)，由公式（3） 、（4） 、（5） 、（6） 可以得出，兩個(gè)變壓器原邊的電壓uA與uB 也不等，二極管管壓降高的變壓器原邊的電壓就高，反之亦然。由公式（1） 、（2） 得：

　　即流過(guò)二極管D1 與D3 的電流始終相等，實(shí)現自動(dòng)均流?？梢?jiàn)，變壓器的這種連接方式，是靠調整單個(gè)變壓器原邊的電壓來(lái)實(shí)現輸出整流二極管的自動(dòng)均流。

　　多個(gè)變壓器的這種連接方式，不僅可以使得輸出整流二極管實(shí)現自動(dòng)均流，還可以使得變壓器的設計模塊化，簡(jiǎn)化變壓器的制作工藝，降低了損耗。

　　與一只單個(gè)變壓器相比，多個(gè)變壓器的這種連接方式，減小了變壓器的變比，增強了變壓器原副邊的磁耦合性，減小了漏感（實(shí)際測量8 個(gè)變壓器原邊串聯(lián)后的漏感為6μH） ，減小了占空比的丟失。圖7 為滿(mǎn)載時(shí)變壓器初級電壓