在SMPS應用中選擇IGBT和MOSFET的比較

　　公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅動(dòng)阻抗

　　把平均GFS值運用到公式1中，得到柵極驅動(dòng)電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS（avg）=6V，Ciss=1200pF；于是可以計算出導通柵極驅動(dòng)阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線(xiàn)中瞬態(tài)GFS值是一條斜線(xiàn)，會(huì )在Eon期間出現變化，意味著(zhù)di/dt也會(huì )變化。呈指數衰減的柵極驅動(dòng)電流Vdrive和下降的Ciss作為 VGS的函數也進(jìn)入了該公式，表現具有令人驚訝的線(xiàn)性電流上升的總體效應。

　　同樣的，IGBT也可以進(jìn)行類(lèi)似的柵極驅動(dòng)導通阻抗計算，VGE（avg） 和 GFS可以通過(guò)IGBT的轉換特性曲線(xiàn)來(lái)確定，并應用VGE（avg）下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅動(dòng)阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于，為了從MOSFET轉換到IGBT，必須對柵極驅動(dòng)電路進(jìn)行調節。

　　傳導損耗需謹慎

　　在比較額定值為600V的器件時(shí)，IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明最差情況下的工作結溫下進(jìn)行的。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結溫下傳導損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線(xiàn)表明在直流電流大于2.92A后， MOSFET的傳導損耗更大。

　　圖4 傳導損耗直流工作

　　圖5 CCM升壓PFC電路中的傳導損耗

　　不過(guò)，圖4中的直流傳導損耗比較不適用于大部分應用。同時(shí)，圖5中顯示了傳導損耗在CCM （連續電流模式）、升壓PFC電路，125℃的結溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線(xiàn)。圖中，MOSFET-IGBT的曲線(xiàn)相交點(diǎn)為2.65A RMS。對PFC電路而言，當交流輸入電流大于2.65A RMS時(shí)，MOSFET具有較大的傳導損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS（on）可以計算得出。把RDS（on）隨漏極電流變化的因素考慮在內，該傳導損耗還可以進(jìn)一步精確化，這種關(guān)系如圖6所示。

　　圖6 FCP11N60（MOSFET）： RDS（on）隨IDRAIN和VGE的變化

　　一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS（on）對漏極電流瞬態(tài)值的依賴(lài)性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導損耗的影響。作為ID之函數，RDS（on）變化對大多數SMPS拓撲的影響很小。例如，在PFC電路中，當FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A——兩倍于5.5A （規格書(shū)中RDS（on） 的測試條件） 時(shí)，RDS（on）的有效值和傳導損耗會(huì )增加5％。

　　在MOSFET傳導極小占空比的高脈沖電流拓撲結構中，應該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個(gè)電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 （即5.5A RMS），則有效的RDS（on）將比5.5A（規格書(shū)中的測試電流）時(shí)的0.32歐姆大25%。

　　公式2 CCM PFC電路中的RMS電流

　　式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。

　　在實(shí)際應用中，計算IGBT在類(lèi)似PFC電路中的傳導損耗將更加復雜，因為每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都在不同的IC上進(jìn)行。IGBT的VCE（sat）不能由一個(gè)阻抗表示，比較簡(jiǎn)單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個(gè)固定VFCE電壓，VCE（ICE）=ICE×RFCE+VFCE。于是，傳導損耗便可以計算為平均集電極電流與VFCE的乘積，加上RMS集電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE。

　　圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導損耗，即假定設計目標在維持最差情況下的傳導損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導超過(guò)MOSFET 70% 的功率。

　　雖然IGBT的傳導損耗較小，但大多數600V IGBT都是PT （Punch Through，穿透） 型器件。PT器件具有NTC （負溫度系數）特性，不能并聯(lián)分流?；蛟S，這些器件可以通過(guò)匹配器件VCE（sat）、VGE（TH） （柵射閾值電壓） 及機械封裝以有限的成效進(jìn)行并聯(lián)，以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地，MOSFET具有PTC （正溫度系數），可以提供良好的電流分流。

　　關(guān)斷損耗 —問(wèn)題尚未結束

　　在硬開(kāi)關(guān)、鉗位感性電路中，MOSFET的關(guān)斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數載流子有關(guān)。圖7顯示了集電極電流ICE和結溫Tj的函數Eoff，其曲線(xiàn)在大多數IGBT數據表中都有提供。這些曲線(xiàn)基于鉗位感性電路且測試電壓相同，并包含拖尾電流能量損耗。

　　圖7 本圖表顯示IGBT的Eoff隨ICE及Tj的變化

　　圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路， 它的測試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個(gè)別器件的BVCES而異。在比較器件時(shí)應考慮這測試條件中的VDD，因為在較低的VDD鉗位電壓下進(jìn)行測試和工作將導致Eoff能耗降低。

　　降低柵極驅動(dòng)關(guān)斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當等效的多數載流子MOSFET關(guān)斷時(shí)，在IGBT少數載流子BJT中仍存在存儲時(shí)間延遲td（off）I。不過(guò)，降低Eoff驅動(dòng)阻抗將會(huì )減少米勒電容 （Miller capacitance） CRES和關(guān)斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅動(dòng)回路中的風(fēng)險，避免使器件重新偏置為傳導狀態(tài)，從而導致多個(gè)產(chǎn)生Eoff的開(kāi)關(guān)動(dòng)作。

　　ZVS和ZCS拓撲在降低MOSFET 和 IGBT的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過(guò)ZVS的工作優(yōu)點(diǎn)在IGBT中沒(méi)有那么大，因為當集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進(jìn)行耗散的電勢值時(shí)，會(huì )引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓撲可以提升最大的IGBT Eoff性能。正確的柵極驅動(dòng)順序可使IGBT柵極信號在第二個(gè)集電極電流過(guò)零點(diǎn)以前不被清除，從而顯著(zhù)降低IGBT ZCS Eoff 。

　　MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅動(dòng)速度、柵極驅動(dòng)關(guān)斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數。該電路寄生電感Lx （如圖8所示） 產(chǎn)生一個(gè)電勢，通過(guò)限制電流速度下降而增加關(guān)斷損耗。在關(guān)斷時(shí)，電流下降速度di/dt由Lx和VGS（th）決定。如果Lx=5nH，VGS（th）= 4V，則最大電流下降速度為VGS（th）/Lx=800A/μs。

　　圖8 典型硬開(kāi)關(guān)應用中的柵極驅動(dòng)電路

　　總結

　　在選用功率開(kāi)關(guān)器件時(shí)，并沒(méi)有萬(wàn)全的解決方案，電路拓撲、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會(huì )在做出最佳選擇時(shí)起著(zhù)作用。在具有最小 Eon損耗的ZVS 和 ZCS應用中，MOSFET由于具有較快的開(kāi)關(guān)速度和較少的關(guān)斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。對硬開(kāi)關(guān)應用而言，MOSFET寄生二極管的恢復特性可能是個(gè)缺點(diǎn)。相反，由于IGBT組合封裝內的二極管與特定應用匹配，極佳的軟恢復二極管可與更高速的SMPS器件相配合。