電流反饋運放大器工作原理的問(wèn)題

問(wèn)：與普通運放相比，我不太明白電流反饋運放如何工作?我聽(tīng)說(shuō)電流反饋運放帶寬恒定，不隨增益變化而改變，那是怎么實(shí)現的?它與互阻放大器是否一樣?

答：在考察電路之前，我們先給電壓反饋運放(VFA)、電流反饋運放(CFA)和互阻放大器這三個(gè)概念下定義。顧名思義，電壓反饋是指一種誤差信號為電壓形式的閉環(huán)結構。傳統運放都用電壓反饋，即它們的輸入對電壓變化有響應，從而產(chǎn)生一個(gè)相應的輸出電壓。電流反饋是指用作反饋的誤差信號為電流形式的閉環(huán)結構。CFA其中一個(gè)輸入端對誤差電流有響應，而不是對誤差電壓有響應，最后產(chǎn)生相應的輸出電壓。應該注意的是兩種運放的開(kāi)環(huán)結構具有相同的閉環(huán)結果：差動(dòng)輸入電壓為0，輸入電流為0。理想的電壓反饋運放有兩個(gè)高阻抗輸入端，從而使輸入電流為0，用電壓反饋來(lái)保持輸入電壓為0。相反，CFA有一個(gè)低阻抗輸入端，從而使輸入電壓為0，用電流反饋來(lái)保持輸入電流為0?；プ?a class="contentlabel" href="http://dyxdggzs.com/news/listbylabel/label/放大器">放大器的傳遞函數表示為輸出電壓對輸入電流之比，從而表明開(kāi)環(huán)增益Vo/Iin用歐姆(Ω)表示。因此，CFA可稱(chēng)作互阻放大器。有趣的是，利用VFA閉環(huán)結構也可構成互阻特性，只要用電流(如來(lái)自光電二極管的電流)驅動(dòng)低阻求和節點(diǎn)，就可產(chǎn)生一個(gè)電壓輸出，其輸出電壓等于輸入電流與反饋電阻的乘積。更有趣的是，既然理想情況下，任何一個(gè)運放應用電路都可以用電壓反饋或電流反饋來(lái)實(shí)現，那么用電流反饋也能實(shí)現上面的IV變換。所以在用互阻放大器這一概念時(shí)，要理解電流反饋運放與普通運放閉環(huán)IV變換電路之間的差別，因為后者也可表現出類(lèi)似的互阻特性先看VFA的簡(jiǎn)化模型(見(jiàn)圖1)，同相增益放大器電路以開(kāi)環(huán)增益A(s)放大同相放大原理圖

波特圖圖1

VFA的簡(jiǎn)化模型差模電壓(V IN+ -V IN- )，通過(guò)RF和RG構成的分壓電路把輸出電壓的一部分反饋到反相輸入端。為推導出該電路的閉環(huán)傳遞函數VO/V IN+ ，假設流入運放輸入端的電流為0(輸入阻抗無(wú)窮大)；兩個(gè)輸入端民位近似相等(接成負反饋且開(kāi)環(huán)增益很高)。這樣可得：
VO=(V IN+ -V IN- )A(s)，
V IN- =RGRG+RFVO
代入并整理得
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG， 其中LG=A(s)1+RF/RG

閉環(huán)帶寬是指環(huán)路增益(LG)下降到1(0dB)時(shí)的頻率。1+RF/RG這項稱(chēng)為電路的噪聲增益；對同相放大電路，它也是信號增益。從波特圖上可以發(fā)現，電路的閉環(huán)帶寬為開(kāi)環(huán)增益A(s)與噪聲增益NG的交點(diǎn)。噪聲增益增高使環(huán)路增益降低，從而使閉環(huán)帶寬減小。如果A(s)以20dB/10倍頻程下降，那么放大器的增益帶寬積就為常數，即閉環(huán)增益每增加20dB，相應地閉環(huán)帶寬降低10倍頻。

現在考慮CFA的簡(jiǎn)化模型，如圖2所示。同相輸入端是單位增益緩沖器的高阻輸入端，反相輸入端是單位增益緩沖器的低阻輸出端。緩沖器允許誤差電流流入或流出反相輸入端，且單位增益使反相輸入跟隨同相輸入。誤差電流反映高阻節點(diǎn)，將誤差電流轉換成電壓，經(jīng)緩沖后輸出。高阻節點(diǎn)阻抗Z(s)與頻率相關(guān)，它與VFA的開(kāi)環(huán)增益類(lèi)似，直流值很高，并以20dB/10倍頻程下降。

同相放大原理圖 波特圖

圖2 CFA的簡(jiǎn)化模型

當緩沖器保持V IN+ =V IN- 時(shí)，通過(guò)對V IN- 節點(diǎn)處的電流求和可得到閉環(huán)傳遞函數。假設緩沖器輸出電阻為0，即RO=0，

VO-V IN- RF
+-V IN- RG+I ERR =0 且I ERR =VOZ(s)
代入求解得：
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG，其中LG=A(s)1+RF/RG

雖然CFA閉環(huán)傳遞函數與VFA一樣，但CFA環(huán)路增益(1/LG)僅取決于反饋電阻RF，而不是(1+RF/RG)，這樣CFA的閉環(huán)帶寬將隨RF的阻值改變而改變，而不是隨噪聲增益(1+RF/RG)的變化而變化。從波特圖上可以看出，RF與Z(s)的交點(diǎn)決定環(huán)路增益大小，由此決定電路的閉環(huán)帶寬f CL 。很顯然，CFA的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是增益帶寬積不為常數。實(shí)際上，CFA的輸入緩沖器的輸出電阻RO并不是理想的，一般為20至40Ω。這個(gè)電阻的存改變了反饋電阻的大小。兩個(gè)輸入端電壓不完全相等，把V IN- =V IN+ -IERR RO代入前面式子。求解VO/V IN+ 得

VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG，
其中LG=Z(s)RF-RO(1+RF/RG)

反饋電阻中的附加項意味著(zhù)環(huán)路增益實(shí)際在一定程度上依賴(lài)于電路的閉環(huán)增益。當閉環(huán)增益較低時(shí)，RF起主要作用；當閉環(huán)增益較高時(shí)，第二項RO(1+RF/RG)增加，環(huán)路增益降低，由此閉環(huán)帶寬減小。

應該說(shuō)清楚的是，如果RG斷開(kāi)，輸出端短接到反相輸入端(像電壓跟隨器那樣)，會(huì )使環(huán)路增益非常大。對VFA而言，如果把整個(gè)輸出電壓都反饋回輸入端，會(huì )使反饋達到最大。而電流反饋的最大值受短路電流的限制。反饋電阻越小，反饋電流越大。從圖2可以看出，當RF=0時(shí)，Z(s)與反饋電阻交點(diǎn)的頻率很高，在高階極點(diǎn)區域內。對于CFA來(lái)說(shuō)，Z(s)的高階極點(diǎn)會(huì )造成高頻相移增大，當相移大于180°時(shí)，導致電阻不穩定。因為RF的最佳值隨閉環(huán)增益改變而改變，所以在確定不同增益情況下的帶寬和相位裕度時(shí)，波特圖很有用。減少相位裕度，增大閉環(huán)帶寬，但這會(huì )在該頻域內出現尖峰，在時(shí)域內出現過(guò)沖與阻尼振蕩。電流饋器件的產(chǎn)品說(shuō)明上會(huì )給出不同增益時(shí)RF的最佳值。

CFA具有優(yōu)異的壓擺率特性。盡管設計出高壓擺率的VFA是可能的，但從內在固有特性來(lái)說(shuō)，CFA的壓擺率更快。傳統的VFA，在輕負載時(shí)，壓擺率受到內部被償電容的充放電電流的限制。在輸入大瞬態(tài)信號時(shí)，使輸入級飽和，僅其長(cháng)尾電路電流對補償節點(diǎn)進(jìn)行充電或放電。對CFA，低輸入阻抗允許大瞬態(tài)電流按需要流入放大器，內部電流鏡把此輸入電流傳輸到補償節點(diǎn)，實(shí)現快速充放電。理論上它和輸入階躍信號的大小成比例。壓擺率增高使上升時(shí)間變快，壓擺率引起的失真和線(xiàn)性誤差減小，大信號頻率響應變寬。實(shí)際上，壓擺率受電流鏡飽和電流(10~15mA)的限制，以及輸入和輸出緩沖器壓擺率的限制。

問(wèn)：CFA的直流精度怎樣?

答：正像使用VFA一樣，CFA的直流增益精度可以從它的傳遞函數算出，基本上是其內部互阻抗與反饋電阻之比。典型情況下，內部互阻抗為1MΩ，反饋電阻為1kΩ，RO為40Ω，那么單位增益的增益誤差約01%。增益較高時(shí)，增益誤差顯著(zhù)增大。CFA很少用于高增益場(chǎng)合，尤其是當要求增益絕對準確時(shí)。

在許多應用中，建立時(shí)間仍然比增益精度重要。盡管CFA具有很快的上升時(shí)間，但由于建立時(shí)間的熱拖尾現象(thermal settling tails)是一種影響建立時(shí)間精度的主要因素，所以許多CFA產(chǎn)品說(shuō)明僅給出達到01%精度的建立時(shí)間?，F在考慮圖3所示互補輸入緩沖V IN+端與V IN- 端之間的失調電壓為Q1的V BE 電壓和Q3的V BE 電壓之差。當輸入為0時(shí)，兩個(gè)V BE 電壓應當匹配，V IN+ 與V IN- 之間的失調很小。給VIN+ 加一個(gè)正向階躍輸入信號，這會(huì )降低Q3上的V BE 電壓，減少其功耗，從而增大Q3的V BE 值。連接成二極管形式的Q1上電壓V CE 沒(méi)有變化，因此其V BE 也不變。兩個(gè)輸入端具有不同的失調電壓，那么會(huì )降低其精度。電流鏡電路中存在同樣的問(wèn)題，高阻節點(diǎn)一個(gè)輸入階躍變化將改變Q6的V CE 值，從而改變Q6的V BE 值，但Q5的VBE 不變，V BE 的變化將造成反饋回V IN- 的誤差電流，由于誤差電流乘以RF將產(chǎn)生輸出失調電壓。外，各晶體管的功耗僅在一個(gè)小區域中，由于區域太小，以致器件之間達不到熱耦合。在應用中，運用反相放大器結構，能消除共模輸入電壓，從而可降低輸入級的熱誤差。

圖3 CFA的輸入級和電流鏡電路

問(wèn)：在什么情況下，熱托尾現象會(huì )成為一個(gè)問(wèn)題?

答：熱拖尾現象與信號的頻率和波形有關(guān)。熱拖尾不會(huì )立刻出現，(由工藝決定的)晶體管的溫度系數將會(huì )決定溫度改變、參數改變及恢復所需要的時(shí)間。ADI公司用高速互補雙極型工藝(CB工藝)制造的運放，在高于幾千赫的輸入頻率時(shí)并不出現明顯的熱拖尾現象，因為輸入信號變化得太快。通信系統一般比較關(guān)心頻譜特性，所以熱拖尾可能引入的附加增益誤差并不重要。階梯波，如圖象應用場(chǎng)合中用的階梯波，在直流電平改變時(shí)，會(huì )受到熱拖尾現象的不利影響，對于這些應用，CFA不能提供足夠的建立時(shí)間精度。問(wèn)：現在我明白了CFA是如何工作的，但我仍不清楚在一個(gè)電路中如何使用它。CFA的反相輸入端輸入阻抗低是否意味著(zhù)我不能使用反向放大?

答：請記住CFA的反向放大方式能夠工作，因為其反向輸入端是低阻抗節點(diǎn)。VFA的求和節點(diǎn)是在反饋

環(huán)路建立后，由低輸入阻抗表征。事實(shí)上，因為CFA固有的低輸入阻抗，使CFA反向放大方式工作得非常好，能保持求和節點(diǎn)處于“接地”狀態(tài)，而且在反饋環(huán)建立前就具有這樣的特性。在高速應用中VFA求和節點(diǎn)處會(huì )出現電壓尖峰，而CFA電路不會(huì )有電壓尖峰出現。你還可以記得CFA反向工作方式具有的優(yōu)點(diǎn)，包括使輸入壓擺率達到最大和減小由于熱拖尾引起的建立時(shí)間誤差。問(wèn)：這就意味著(zhù)我能用一個(gè)CFA構成一個(gè)電流電壓(IV)轉換器，對嗎?

答：對。CFA可以構成IV轉換器，但有一些限制因素：CFA的帶寬直接隨反饋電阻的變化而改變，反向輸入的電流噪聲會(huì )變得很高。在放大小電流時(shí)，因為信號增益隨電阻線(xiàn)性增大，而電阻噪聲按R增加，所以反饋電阻越大，意味著(zhù)信噪(電阻噪聲)比越高。反饋電阻增大一倍，信號增益增大一倍，而電阻噪聲僅增加到14倍。不幸的是，對CFA來(lái)說(shuō)，噪聲的作用加倍，信號帶寬減半。因此，CFA電流噪聲大阻礙了它在許多光電二級管電路中的使用。在噪聲要求不很?chē)栏駮r(shí)，根據帶寬要求選擇一個(gè)適當反饋電阻，用另一級增加增益。

問(wèn)：我注意到CFA的電流噪聲很高，這會(huì )不會(huì )在使用它時(shí)會(huì )受到限制?

答：你說(shuō)得對。CFA反向輸入端電流噪聲比較高，大約為20~30pA/Hz。但是與類(lèi)似的VFA相比較，CFA的輸入電壓噪聲非常低，一般小于2nV/Hz，而且其反饋電阻也很小，通常小于1kΩ。在增益為1時(shí)，CFA的主要噪聲源是流過(guò)反饋電阻的反向輸入端的噪聲電流。20pA/Hz的輸入噪聲電流和750Ω的RF在輸出端產(chǎn)生的15nV/的電壓噪聲成為主要噪聲源。當增益增加時(shí)(減小輸入電阻RG)，由輸入電流噪聲產(chǎn)生的輸出電壓噪聲不會(huì )增加，這時(shí)運放的輸入電壓噪聲成為主要噪聲源。比如，當增益為10時(shí)，輸入噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓折合到輸入端僅為15nV/，用平方和的平方根(RSS)形式加到放大器的輸入噪聲電壓上，這樣總的輸入噪聲電壓僅為25nV/(忽略電阻噪聲)。因此在低噪聲應用中，CFA是很吸引人的。

問(wèn)：用CFA構成四電阻差動(dòng)放大器會(huì )怎么樣?會(huì )不會(huì )因CFA的兩個(gè)輸入端電阻不平衡而不適用于這類(lèi)電路?

答：你問(wèn)得好!這是對CFA常有的誤解。CFA的兩個(gè)輸入端電阻確實(shí)不匹配，但理想差動(dòng)放大器的傳遞函數照樣可以用。兩個(gè)輸入電阻不相同會(huì )有什么樣結果?低頻時(shí)，四電阻差動(dòng)放大器的CMR由外電阻比值匹配情決定，01%的電阻匹配相應的CMR約為66dB；高頻時(shí)，要關(guān)心的問(wèn)題是輸入阻抗形成的時(shí)間常數的匹配。高速VFA通常具有匹配得非常好的輸入電容，在1MHz時(shí)CMR柯達到60dB。由于CFA的輸入級不平衡，其輸入電容不可能匹配好。這意味著(zhù)為減少時(shí)間常數失配，在某些運放的同相輸入端須接一個(gè)外部電阻(100至200Ω)。如果仔細選擇電阻，那么CFA也能產(chǎn)生與VFA相當的高頻CMR。在犧牲一部分信號帶的情況下外加手調電容可以進(jìn)一步提高VFA和CFA的性能。若要求更高的性能，最好選擇單片高速差動(dòng)放大器，如AD830。無(wú)需電阻匹配，它在1MHz時(shí)CMR大于75dB，在10MHz時(shí)CMR約為53dB。

問(wèn)：你認為用反饋電容調節放大器帶寬情況會(huì )怎樣?反相輸入端低阻抗會(huì )不會(huì )使CFA對此節點(diǎn)上的旁路電容敏感性減小?容性負載情況又會(huì )怎樣?

答：首先考慮在反饋環(huán)路上有一個(gè)電容的情況。對于VFA，在噪聲增益范圍內，會(huì )產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，但對CFA，在其反饋電阻范圍內要出現一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)，如圖4所示。請記住，反饋電阻與開(kāi)環(huán)互阻交點(diǎn)處的相位裕度決定閉環(huán)穩定性。電容CF與RF并聯(lián)后的反饋電阻為：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］1+sCFRFRG
RORFRG+RFRO+RGRO1_sCFRF

圖4 電容反饋電容的作用

極點(diǎn)出現在1/2πRFCF，零點(diǎn)出現在1/［2π(RF∥RG∥RO)CF］。如果ZF與ZOC 交點(diǎn)處頻率太高，開(kāi)環(huán)相移太大會(huì )引起不穩定。對于積分電路，若RF→∞，極點(diǎn)出現在低頻處，在高頻處幾乎沒(méi)有電阻限制環(huán)路增益，為限制環(huán)路高頻增益，用一個(gè)電阻與積分電容串聯(lián)用來(lái)限制高頻環(huán)路增益，這樣可以穩電流反饋積分器。CFA不適用于電抗反饋型濾波器結構，例如阻容并聯(lián)的反饋濾波器，但用CFA構成的SallenKey濾波器除外，因為它被用作固定增益單元電路?？傊?，不希望在CFA的RF兩端并接電容。另一個(gè)要考慮的問(wèn)題是CFA的反向輸入端旁路電容的影響。記得VFA，旁路電容會(huì )在噪聲增益上建立一個(gè)零點(diǎn)，增加噪聲增益與開(kāi)環(huán)增益間的閉合速度(rate of closure)，若不進(jìn)行頻率補償，產(chǎn)生過(guò)大的相移會(huì )導致電路不穩定。對CFA，旁路電路有同樣的影響，只不過(guò)此問(wèn)題講得較少。附加輸入旁路電容的反饋電阻表達式可寫(xiě)作：

ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］［1+sC IN RFRGRO］RFRG+RFRO+RGRO］零點(diǎn)出現在1/［2π(RF∥RG∥RO)C ON ］，見(jiàn)圖5中f Z1 。這個(gè)零點(diǎn)使CFA產(chǎn)生和VFA一樣的麻煩，只是由于反相輸入阻抗低，零點(diǎn)的轉折頻率變高?？紤]寬帶VFA的RF=750Ω，RG=750Ω，C IN =10pF，在1/［2π(RF∥RG)C IN ］處的零點(diǎn)頻率約為40MHz，RO為40Ω而其它電路參數完全相同的CFA將把零點(diǎn)抬高到400MHz左右。對于單位增益帶寬都為500MHz的兩種運放，VFA需要有反饋電容補償，以減小C IN 的影響，同時(shí)要減小信號帶寬。CFA雖然因零點(diǎn)會(huì )有一些附加的相移，但由于轉折頻率高十倍，受C IN 的影響就沒(méi)有VFA那么大。CFA的信號帶寬比VFA要大，若要求通帶內平坦或脈沖響應最優(yōu)，也可以進(jìn)行補償。為減小ZF和Z OL 之間的閉合速度，加一個(gè)小電容并聯(lián)在RF上，就可以改善響應。要至少保證45°的相位裕度，應當選擇反饋電容放到ZF與ZOL 相交的極點(diǎn)處，如圖5中fP點(diǎn)。請不要忘記反饋電容所產(chǎn)生的高頻零點(diǎn)f Z2 的影響。

圖5 反相輸入端旁路電容的作用

CFA中負載電容呈現出和VFA中一樣的問(wèn)題：增加誤差信號相移，引起相位裕度變小，可能產(chǎn)生不穩定。處理容性負載有幾種公認的電路方法，但對于高速運放，最好的方法是在運放的輸出端串聯(lián)一個(gè)電阻(見(jiàn)圖6)，在反饋環(huán)的外面有了與負載電容串接的電阻，放大器不直接

圖6 驅動(dòng)容性負載的串聯(lián)輸出電視

驅動(dòng)純容性負載。CFA還可嫌加RF以減小環(huán)路增益。不管采用什么方法，帶寬、壓擺率及建立時(shí)間總會(huì )有些損失。最好根據要求的特性，如最快上升時(shí)間、達到規定精度的最快建立時(shí)間、最小過(guò)沖或通帶平坦性，用實(shí)驗方法對具體放大電路進(jìn)行優(yōu)化。

問(wèn)：為什么你們的CFA沒(méi)有一個(gè)能提供真正單電源工作且允許信號擺幅達到一個(gè)或兩上電源限?

這是人們喜愛(ài)VFA電路結構的原因之一。放大器要給出良好的電流驅動(dòng)能力。并且使信號擺幅接近電源電壓，通常采用共射輸出級，而不是一般的射極跟隨器作為輸出級。共射極輸出級允許輸出擺幅接近電源電壓，僅相差輸出晶體管的V CE 飽和壓降。在現有的制造工藝中，這類(lèi)輸出級不會(huì )提供射極跟隨器那樣的速度，其部分原因在于它增加了電路的復雜性且有較高的固有輸出阻抗。由于CFA是專(zhuān)門(mén)為超高速運放和電流輸出發(fā)展起來(lái)的，所以輸出級用射極跟隨器電路是其特有的設計。隨著(zhù)高速運放制造工藝的發(fā)展，例如ADI公司的超高速互補雙極型工藝(XFCB)，現在已經(jīng)能夠設計出共射極輸出超高速運放(例如AF8041)，其帶寬為160MHz，壓擺率為160V/μs，+5V單電源供電。這種運放采用電壓反饋，雖然在某種程度也使用了電流反饋，其速度還是受輸出級限制。采用XFCB工藝制造的射極跟隨器作為輸出級的VFA和CFA的壓擺率，都比AD8041快得多。另外，單電源運放輸入級采用PNP差動(dòng)對管，允許共模輸入范圍低到電源下限(通常是接地電位)。要為CFA設計出這樣的輸入級，是目前面臨的主要問(wèn)題。

然而，CFA可以用于單電源應用場(chǎng)合。ADI公司提供了許多+3V和15V單電源工作的運放。必須牢記的是，在應用中，只有信號在允許的輸入電壓和輸出電壓范圍內，器件才會(huì )在偏離單電源情況下工作得很好。這就要求電平移動(dòng)或交流耦合，并且偏置到適當范圍。在大多數單電源系統中，已經(jīng)考慮到這種要求。如果系統動(dòng)態(tài)范圍必須達到電源的正負限之一或兩者，或者如果是在交流耦合應用中要求有最大余量(headroom)，CFA可能就不是最好的選擇。當驅動(dòng)大負戴時(shí)，正負電源限之間的輸出擺幅性能也是一個(gè)考慮因素，在驅動(dòng)50Ω或75Ω電纜時(shí)，許多電源正負限器件的輸出并不能接近電源限，因為輸出電流增加時(shí)，V ＣＥＳＡＴ 飽和電壓也增大。如果你確實(shí)需要電源限輸出性能，那就不必選用CFA。如果你要求超高速和電流輸出，這才是CFA獨特之處。