平均電流模式DC-DC控制器在的應用

　　概述

　　由于汽車(chē)多媒體信息處理(如，信息娛樂(lè )產(chǎn)品)中的高性能微處理器所需的功率不斷增加，產(chǎn)生了抗干擾能力、EMI和環(huán)路補償等諸多設計問(wèn)題。平均電流模式控制(ACMC)有助于解決這些問(wèn)題，特別是在汽車(chē)信息娛樂(lè )應用中。本文具體闡述了ACMC，并說(shuō)明基于電流模式控制的設計為信息娛樂(lè )應用帶來(lái)的優(yōu)勢。我們以MAX5060/MAX5061為例說(shuō)明ACMC的工作原理，并對數據資料所提供的內容進(jìn)行了補充。

　　定義設計目標

　　具體的汽車(chē)信息娛樂(lè )終端都會(huì )對電源管理提出一組獨特的技術(shù)、商業(yè)上的要求。最重要的設計考慮包括效率、尺寸、EMI、瞬態(tài)響應、設計復雜性和成本。所有參數都間接地與電源的開(kāi)關(guān)頻率相關(guān)，這一重要參數的選擇可以使上述要求達到合理折中。

　　ACMC的優(yōu)勢

　　對于大電流輸出(5A至25A)轉換器，在電流模式控制(CMC)技術(shù)中降低電流檢測電阻有助于提高效率。這里，CMC指帶有峰值電流檢測的固定頻率工作模式。然而，這種方式存在一個(gè)缺點(diǎn)：CMC使轉換器對噪聲非常敏感。電流較大時(shí)，即使最好的PCB布線(xiàn)也不能完全抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。為了解決這個(gè)問(wèn)題，可以選擇電壓模式控制VMC，這是一種傳統的并經(jīng)過(guò)驗證的技術(shù)。VMC提高了抗干擾能力和轉換效率，但需要一定的環(huán)路補償設計才能達到可接受的性能指標。

　　ACMC設計基礎

　　ACMC技術(shù)結合了VMC的抗干擾能力和效率與CMC的穩定性，圖1所示為ACMC降壓轉換器的功能框圖。

圖1. ACMC降壓轉換器的功能框圖?？驁D中，CEA = 電流誤差放大器，CSA = 電流檢測放大器，VEA = 電壓誤差放大器。下文和圖2討論了電感電流信號iL。

　　為了更好地理解ACMC，我們首先回顧一下CMC的原理。觀(guān)察圖1，如果除去電流誤差放大器(CEA)和鋸齒波發(fā)生器，電流檢測放大器的輸出將連接到PWM比較器的反相端，電壓誤差放大器(VEA)的輸出將連接到同相端。結果形成一個(gè)控制電感電流(內環(huán))和輸出電壓(外環(huán))的雙環(huán)系統。

　　如上所述，在大電流輸出應用中，希望電流檢測電阻RS (見(jiàn)圖1)盡可能小，以降低轉換器的功耗。但這樣做的結果是將一個(gè)微弱的信號引入噪聲環(huán)境中，在系統中表現為抖動(dòng)。

　　在A(yíng)CMC結構中，電流檢測信號送入CEA (圖1)的反相輸入端，而VEA在CEA的同相輸入端調節電感電流。通過(guò)反饋網(wǎng)絡(luò )補償CEA，可以完成一系列操作：調節電流檢測信號以獲得最大直流增益(對于降壓轉換器，電感的直流電流等于轉換器的輸出電流)；使實(shí)際的電流檢測信號不受阻礙地通過(guò)放大器；最后，抑制疊加在信號上的高頻開(kāi)關(guān)噪聲。CEA的高直流增益可使這種控制方案精確地控制輸出電流。而CMC對電流檢測信號的平坦增益會(huì )在輸入電壓變化時(shí)導致電流的峰值與均值誤差。如圖1，CEA的輸出與斜坡電壓進(jìn)行比較產(chǎn)生一個(gè)期望的PWM信號來(lái)驅動(dòng)功率MOSFET。

圖2. 圖1的控制波形

　　圖2顯示了圖1的控制波形，注意與鋸齒波進(jìn)行比較的電感電流信號iL (紅色標示)是反向的。PWM比較器之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號跳變。同樣，時(shí)鐘信號復位鋸齒坡電壓，從根本上消除了由于噪聲尖峰而過(guò)早關(guān)斷MOSFET的可能。這種控制架構的另一個(gè)特點(diǎn)是當占空比超過(guò)50%時(shí)不需要斜坡電壓補償，因為鋸齒坡信號已經(jīng)提供了這種補償。

　　對于圖1所示降壓轉換器，內環(huán)用于補償輸入電壓的變化。隨著(zhù)輸入電壓的增加，CEA電流信號的下降斜率更陡峭(圖2)，從而使占空比變窄。外環(huán)用于補償由負載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，電源表現為一個(gè)單極點(diǎn)響應，從而簡(jiǎn)化了電壓補償環(huán)路。

　　CEA補償非常簡(jiǎn)單，MAX5056/MAX5061數據資料提供了需要遵循的準則。MAX5060/MAX5061 DC-DC轉換器可處理上述設計問(wèn)題，并且具有高效、低噪聲和高性?xún)r(jià)比特性。圖3說(shuō)明了器件中帶有補償網(wǎng)絡(luò )的CEA架構，推薦使用該補償網(wǎng)絡(luò )的原因是CEA沒(méi)有提供到其反相輸入端的直接通路。注意：CEA是跨導放大器，與標準運算放大器相比具有較高的輸出阻抗。

圖3. MAX5060/MAX5061 DC-DC轉換器推薦的CEA補償網(wǎng)絡(luò )

為了優(yōu)化電流環(huán)路，電感電流iL (圖2中的紅色信號)的下降斜率將跟隨鋸齒電壓的斜率，而且iL不能超過(guò)斜坡電壓，否則將會(huì )發(fā)生諧振和不穩定。

　　忽略同步整流器的壓降，降壓轉換器的電感電流下降斜率可由下式給出：

　　

該電流流過(guò)檢流電阻RS，測量RS電壓并由CSA提供34.5倍的增益放大(見(jiàn)圖1)。如果將此乘以CEA增益GCEA，使其等于VSfS鋸齒波斜率，可得表達式：

　　

跨導放大器的增益定義為gMRL，將其代入GCEA并解出RL可得：

　　

MAX5060/MAX5061數據資料給出其CEA跨導為550μs；本例中RL為RCF，如圖3所示。該電阻設定CEA的增益，使電流環(huán)路在過(guò)零頻率處為單位增益。MAX5060/MAX5061的鋸齒波電壓VS具有2V峰值，將這些常數代入上式，可得：

　　

CEA的直流增益應該盡可能高，以精確處理直流輸出電流。直流下，補償網(wǎng)絡(luò )中的電容相當于開(kāi)路，CEA直流增益最大。在最小過(guò)零頻率之下放置一個(gè)零點(diǎn)，并將一

個(gè)極點(diǎn)置于至少比零點(diǎn)高出10倍的位置，使電流環(huán)路在具有寬帶特性的同時(shí)可有效抑制開(kāi)關(guān)噪聲。

　　零點(diǎn)和極點(diǎn)可由下式算出：

　　

為了滿(mǎn)足式5的極點(diǎn)頻率，必須使CCF至少比CCFF大十倍。如果這個(gè)比率不是10:1，則用CCF||CCFF替換極點(diǎn)表達式中的CCFF。注意：原點(diǎn)處有一個(gè)極點(diǎn)，可以想象，一個(gè)無(wú)窮大的阻抗出現在CCFF上，所需電容值可由上式解出。

　　VEA補償非常復雜，主要取決于性能要求。MAX5060/MAX5061數據資料給出了一個(gè)簡(jiǎn)單、實(shí)用的補償方法，只需采用電阻反饋網(wǎng)絡(luò )。這構成了有源電壓定位技術(shù)的一部分，能夠在提供良好的負載瞬態(tài)響應的同時(shí)減小輸出電容。在最小負載條件下允許輸出電壓略高于標稱(chēng)值電壓，而在滿(mǎn)負荷條件下允許輸出電壓略低于標稱(chēng)值。雖然如此，負載瞬變期間的最大電壓偏差仍顯著(zhù)低于補償VEA的高增益低頻響應的情況，另外，還會(huì )降低負載功耗。

　　為了優(yōu)化響應特性而對電壓環(huán)路進(jìn)行補償時(shí)，需要認識VEA增益隨頻率變化的響應特性，也需要了解在整個(gè)負載、溫度變化范圍內環(huán)路整體特性。增益與頻率的對應關(guān)系可通過(guò)實(shí)驗獲得，然后通過(guò)補償VEA達到預期要求。為保持穩定性應該有足夠的相位裕量，通常45°至60°比較好。VEA補償網(wǎng)絡(luò )的實(shí)現與CEA相同，DC-DC轉換器應該承受瞬變情況下，如啟動(dòng)、負載變化、短路恢復、空載、輸入電壓變化時(shí)的極限條件。如果輸出電壓在整個(gè)溫度范圍內對所有這些瞬變條件都能表現出良好的阻尼響應，則假定系統穩定。

　　應用中的注意事項

　　調節輸入電壓范圍

　　MAX