典型返馳式拓撲設計——實(shí)現最佳化電源

　　返馳式（flyback）拓樸是最常見(jiàn)的隔離式電源拓樸結構，因為它可以用一個(gè)低邊開(kāi)關(guān)電晶體和有限的外部元件數提供多個(gè)隔離輸出。不過(guò)，返馳式電源也存在一些特殊性，如果設計人員沒(méi)有充分理解并對其進(jìn)行分析，就可能限制它的整體表現。

　　針對這種拓樸結構，本文將以非常簡(jiǎn)單的數學(xué)方法揭開(kāi)所有返馳式電源設計神秘面紗，指導設計人員完成一個(gè)最佳化的設計。

　　返馳式轉換器

　　根據應用的不同，直流-直流應用（DC/DC應用）可能需要多個(gè)輸出，而且需要輸出隔離。此外，輸入與輸出的隔離可能必須符合安全標準或提供阻抗匹配。

　　隔離式電源不僅能防止用戶(hù)接觸到潛在的致命電壓和電流，而且還有性能方面的優(yōu)勢。利用中斷接地迴路，隔離式電源可以保持儀器精密度，并能在不犧牲匯流排優(yōu)點(diǎn)的條件下順利地透過(guò)負電源匯流排提供正穩壓電壓。

　　對設計人員來(lái)說(shuō)，返馳式拓樸結構歷來(lái)是輸出功率100W以下的電源隔離式轉換器的首選。這種拓樸結構只需要一個(gè)磁性元件和一個(gè)輸出整流管，因而具有簡(jiǎn)單和低成本的優(yōu)勢，同時(shí)它也可以輕鬆實(shí)現多工輸出。

　　但返馳式拓樸結構的缺點(diǎn)是需要一個(gè)高容值的輸出電容器，功率開(kāi)關(guān)管和輸出二極體的電流應力較高，氣隙區渦流損耗較高，變壓器鐵芯較大以及可能存在的EMI問(wèn)題。

　　返馳式轉換器源于降壓-升壓拓樸結構，其主要缺點(diǎn)是只在開(kāi)關(guān)MOSFET導通時(shí)間內才從源極收集能量。在后來(lái)的切斷期間，來(lái)自一次側繞組的這種能量從電感傳遞到輸出端。這是返馳式和降壓-升壓拓樸結構的特點(diǎn)。（圖1）

　　圖1：執行在連續導通模式下的典型返馳式電源。

　　一次側電流和二次側電流同時(shí)流過(guò)時(shí)，返馳式變壓器并不像傳統變壓器那樣正常工作，實(shí)際上只有一小部份能量（磁化能量）被儲存在變壓器中。返馳式變壓器更像是同一鐵芯上的多個(gè)電感器，而非一個(gè)典型的變壓器。理想的情況是，變壓器并不儲存能量，所有的能量都在瞬間從一次側轉移到二次側。

　　返馳式變壓器可作為儲能裝置，能量?jì)Υ嬖阼F芯的氣隙或坡莫合金粉芯的分佈式氣隙當中。

　　電感變壓器的設計應盡量減少漏電感、交流繞組損耗和磁芯損耗。

　　漏電感（Leakage inductance）是一次側電感的一部份，未與二次側電感相互耦合。保持盡可能低的漏電感十分重要，因為它會(huì )降低變壓器的效率，還會(huì )導致開(kāi)關(guān)元件的漏極出現尖峰。漏電感可被看作為儲存在變壓器中的部份能量，它不會(huì )轉移到二次側和負載。這種能量需要通過(guò)一個(gè)外部緩衝器在一次側耗散掉。緩衝器的配置將在后面予以討論。

　　當MOSFET開(kāi)啟且電壓施加在一次側繞組時(shí)，一次側電流線(xiàn)性上升。輸入電流的變化是由輸入電壓、變壓器一次側電感和導通時(shí)間決定的。在這段時(shí)間內，能量被儲存在變壓器鐵芯中，輸出二極體D1被反向偏置，能量不會(huì )轉移到輸出負載。當MOSFET關(guān)閉時(shí)，磁場(chǎng)開(kāi)始下降，顛倒了一次側和二次側繞組之間的極性。D1被正向偏置，能量轉移到負載。

　　斷續傳導模式與連續傳導模式：

　　返馳式轉換器像任何其他的拓樸結構一樣有兩種不同的工作模式──斷續導通模式（DCM）和連續導通模式（CCM）。當輸出電流的增加超過(guò)一定值時(shí)，斷續模式設計電路將轉為連續模式。在斷續模式時(shí)，導通時(shí)間內儲存在一次側的所有能量都會(huì )于下一週期開(kāi)始之前完全轉移到二次側和負載；而且，在二次電流達到零值和下一個(gè)週期開(kāi)始間的瞬間還會(huì )有死區時(shí)間。在連續模式下，當下一個(gè)週期開(kāi)始時(shí)，仍會(huì )有一些能量留在二次側。返馳式轉換器可以在兩種模式下執行，但它具有不同的特徵。

　　斷續導通模式 一方面具有較高的峰值電流，因此在切斷時(shí)有較高的輸出電壓尖峰。另一方面，它具有更快的負載瞬態(tài)響應，一次側電感較低，因此變壓器尺寸可以較小。二極體的反向恢復時(shí)間并不重要，因為在反向電壓施加之前正向電流為零。在斷續導通模式下，電晶體的開(kāi)啟隨零集電極電流出現，降低了傳導EMI的噪音。

　　連續導通模式 具有較低的峰值電流，并因此降低了輸出電壓尖峰。但由于它的右半平面（RHP）零點(diǎn)迫使轉換器的總頻寬降低，所以其控制迴路比較復雜。由于連續導通模式對大多數應用而言是更加的選擇，因此以上僅對該模式進(jìn)行了更多的細節分析。

　　確定返馳式變壓器：繞組匝數比及其電感

　　設計人員不得不處理的第一個(gè)難題就是確定返馳式變壓器。通常他們可以從返馳式電源變壓器標準目錄中進(jìn)行選擇，而無(wú)需更昂貴的定製變壓器。許多供應商都可以針對不同應用和功率大小提供完整系列的變壓器，但重要的是要了解如何選擇最合適的變壓器。除了二次側繞組的功率大小和匝數，變壓器還可根據一次側/二次側繞組匝數比，以及一次側或二次側電感來(lái)分類(lèi)。

　　如果忽略開(kāi)關(guān)MOSFET和輸出整流二極體兩端壓降的影響，在穩態(tài)執行條件下，導通時(shí)間（）的電壓*秒應該等于切斷期間（）電壓*秒：

　?。?）

　　公式中：

　　是輸入電壓

　　是輸出電壓

　　是返馳式變壓器的一次側匝數/二次側匝數匝比

　　那么，最大佔空比的數匝比和最小輸入輸出電壓之間的直接關(guān)係是：

　?。?）

　　其中D為佔空比：/開(kāi)關(guān)週期。

　　在許多情況下，選定的最大佔空比為50%，但是在寬輸入電壓範圍的應用中，重要的是要了解如何最佳化以下關(guān)係：最大佔空比、變壓器匝比、峰值電流和額定電壓。

　　返馳式拓樸結構的主要優(yōu)點(diǎn)之一是可以在佔空比大于50%的條件下工作。最大佔空比的增加降低了變壓器一次側的峰值電流，因而達到一次側銅變壓器更高利用係數的效果，并降低輸入源的紋波。同時(shí)，最大佔空比的提高可增加主開(kāi)關(guān)MOSFET漏源極之間的最大應力電壓，并增加二次側的峰值電流。

　　在開(kāi)始設計轉換器之前，重要的是要了解最大佔空比、變壓器一次側/二次側匝數比（Np/Ns）、一次側MOSFET的最大電壓應力、一次側和二次側最大電流之間的關(guān)係。

　　公式（2）顯示輸出電壓Vo和輸入電壓Vi（因為其簡(jiǎn)單性沒(méi)有考慮Q1和二次側整流管Q2兩端的壓降）之間的主要關(guān)係。為了確保在整個(gè)輸入電壓範圍Vo的穩壓，最大佔空比可以任意選定一個(gè)《1的理論值。

　　然后可以計算Np/Ns：

　?。?）

　　此處表示主MOSFET的漏源極之間的最大電壓，可由公式（4）及公式（5）和（6）得知，分別表示了變壓器一次側和二次側的平均電流。

　　公式中：

　　是二次側整流二極體的正向壓降

　　是傳導期間開(kāi)關(guān)MOSFET的壓降

　　是整體電源效率

　　是最大輸出電流

　　透過(guò)最大化佔空比的利用係數U（D）函數可以得到最佳佔空比：

　　利用係數（Ui）是用輸出功率除以二次側開(kāi)關(guān)MOSFET和整流二極體的總最大應力之和得出的。

　　圖2：典型返馳式轉換器的利用係數與佔空比的關(guān)係，最大化利用係數的佔空比為30-40%。

　　圖中的兩條曲線(xiàn)顯示只考慮開(kāi)關(guān)MOSFET應力（藍色虛線(xiàn)）計算出來(lái)的利用係數，以及考慮二次側開(kāi)關(guān)MOSFET和整流二極體（紅色虛線(xiàn)）的利用係數。

　　如果要最佳化額定輸入電壓的電源效率，一次側/二次側變壓器匝數比就得利用佔空比來(lái)計算，以使利用係數最大化，其典型值在30-40%之間。

　　上面的曲線(xiàn)考慮的是主動(dòng)元件上的理論應力電壓。在實(shí)際進(jìn)行時(shí)，更重要的是評估MOSFET最大應力電壓和變壓器數匝數比如何隨所選擇的最大佔空比而變化，并選擇一個(gè)可在開(kāi)關(guān)MOSFET的一定最大擊穿電壓內給出‘圓形’（round）匝數比值。

　　確定一次側電感

　　選擇一次側和二次側電感有幾個(gè)標準。

　　第一，選擇可確保從滿(mǎn)載到某些最小負載均在連續模式執行的一次側電感。

　　第二，透過(guò)確定最大二次側紋波