熱插拔保護電路設計及實(shí)例

　　引言

　　服務(wù)器、網(wǎng)絡(luò )交換機、冗余存儲磁盤(pán)陣列（RAID），以及其它形式的通信基礎設施等高可用性系統，需要在整個(gè)使用生命周期內具有接近零的停機率。如果這種系統的一個(gè)部件發(fā)生了故障或是需要升級，它必須在不中斷系統其余部分的情況下進(jìn)行替換，在系統維持運轉的情況下，發(fā)生故障的電路板或模塊將被移除，同時(shí)替換部件被插入。這個(gè)過(guò)程被稱(chēng)為熱插拔（hot swapping）（當模塊與系統軟件有相互作用時(shí)，也被稱(chēng)為hot plugging1）。為了實(shí)現安全的熱插拔，通常使用帶交錯引腳的連接器來(lái)保證地與電源的建立先于其它連接，另外，為了能夠容易的從帶電背板上安全的移除和插入模塊，每塊印制板（PCB）或熱插拔模塊都帶有熱插拔控制器2。在工作狀態(tài)下，控制器還可提供持續的短路保護和過(guò)流保護。

　　盡管切斷或開(kāi)啟的電流會(huì )比較大，但大電流設計的一些微妙之處卻常常未得到充分的考慮?！凹毠潧Q定成敗”，本文將重點(diǎn)分析熱插拔控制電路中各部件的功能及重要性，并深入分析在設計過(guò)程中使用ADI公司ADM11773熱插拔控制器時(shí)的設計考慮和器件選型標準。

　　熱插拔技術(shù)

　　常用的兩種系統電源電壓為-48 V和+12 V，它們使用不同的熱插拔保護配置。-48 V系統包含低端熱插拔控制器和導通MOSFET；而+12 V 系統使用高端熱插拔控制器和導通MOSFET。

　　-48 V方案來(lái)源于傳統的通信交換系統技術(shù)，如高級通信計算架構（ATCA）系統、光網(wǎng)絡(luò )、基站，以及刀片式服務(wù)器。48 V電源通?？捎呻姵亟M提供，選用48 V是因為電源及信號能被傳輸至較遠的距離，同時(shí)不會(huì )遭受很大損失；另外，在通常條件下，由于電平不夠高，所以不會(huì )產(chǎn)生嚴重的電氣沖擊危險。采用負電壓的原因是，當設備不可避免的暴露在潮濕環(huán)境中時(shí)，在正極端接地的情況下，從陽(yáng)極到陰極的金屬離子遷移的腐蝕性較弱。

　　然而，在數據通信系統中，距離并不是重要因素，+12 V電壓會(huì )更加合理，它常用于服務(wù)器及網(wǎng)絡(luò )系統中。本文將重點(diǎn)介紹+12 V系統。

　　熱插拔事件

　　考 慮一個(gè)具有12 V背板及一組可移除模塊的系統。每個(gè)模塊必須能在不影響任意相鄰模塊正常工作的條件下被移除和替換。當沒(méi)有控制器時(shí)，每個(gè)模塊可能會(huì )對電源線(xiàn)造成較大的負載電容，通常在毫法量級。首次插入一個(gè)模塊時(shí)，其未充電的電容需要所有可用的電流來(lái)對其進(jìn)行充電。如果不對這個(gè)浪涌電流加以限制，這個(gè)很大的初始電流將會(huì )降低端電壓，導致主背板上的電壓大幅下降，使系統中的多個(gè)鄰近模塊復位，并破壞模塊的連接器。

　　這個(gè)問(wèn)題可通過(guò)熱插拔控制器（圖1）來(lái)解決，熱插拔控制器能合理控制浪涌電流，確保安全上電間隔。上電后，熱插拔控制器還能持續監控電源電流，在正常工作過(guò)程中避免短路和過(guò)流。

　　圖1 熱插拔應用框圖

　　熱插拔控制器

　　ADM1177熱插拔控制器包括三個(gè)主要元件（圖2）：用作電源控制主開(kāi)關(guān)的N溝道MOSFET、測量電流的檢測電阻，以及熱插拔控制器。熱插拔控制器用于實(shí)現控制MOSFET導通電流的環(huán)路，其中包含一個(gè)電流檢測放大器。

　　圖2、ADM1177功能框圖

　　熱插拔控制器內部的電流檢測放大器用于監控外部檢測電阻上的電壓降。這個(gè)小電壓（通常為0~100 mV）必須被放大到可用的水平。ADM1177中放大器的增益為10，那么，舉例來(lái)說(shuō)，某個(gè)給定電流產(chǎn)生的100 mV電壓降將被放大到1 V。這個(gè)電壓將與固定或可變的 基準電壓進(jìn)行比較。如果使用1V的基準源，那么在檢測電阻上產(chǎn)生 100 mV（±3%）以上電壓的電流將導致比較器指示過(guò)流。因此，最大電流觸發(fā)點(diǎn)主要取決于檢測電阻、放大器增益，以及基準電壓；檢測電阻值決定了最大電流。定時(shí)器電路用于設定過(guò)流持續時(shí)間。

　　ADM1177 具有軟啟動(dòng)功能，其中過(guò)流基準電壓線(xiàn)性上升，而不是突然開(kāi)啟，這使得負載電流也以類(lèi)似方式跟著(zhù)變化。這可通過(guò)從內部電流源往外部電容（SS引腳）注入電流，令比較器的基準輸入從0 V到1 V線(xiàn)性升高而實(shí)現。外部SS電容決定了上升的速度。如果需要，SS引腳也可以直接使用電壓驅動(dòng)，以設定最大電流限。

　　由 比較器及參考電路構成的開(kāi)啟電路用于使能器件。它精確設定了使能控制器所必須達到的電源電壓。器件一旦使能，柵極就開(kāi)始充電，這種電路所使用的N溝道MOSFET的柵極電壓必須高于源極。為了在整個(gè)電源電壓（VCC）范圍內實(shí)現這個(gè)條件，熱插拔控制器集成了一個(gè)電荷泵，能夠將 GATE引腳的電壓維持在比VCC還高10 V的水平。必要時(shí)，GATE引腳需要電荷泵上拉電流來(lái)使能MOSFET，并需要下拉電流來(lái)禁用MOSFET。較弱的下拉電流用于調節，較強的下拉電流則用于在短路情況下快速禁用MOSFET。

　　熱插拔控制器的最后一個(gè)基本模塊為定時(shí)器，它限制過(guò)流情況下電流的調節時(shí)間。選用的MOSFET能在指定的最長(cháng)時(shí)間內承受一定的功率。MOSFET制造商使用如圖3所示的圖表標出這個(gè)范圍，或稱(chēng)作安全工作區（SOA）。

　　圖3 MOSFET SOA圖

　　SOA 圖所示的是漏源電壓、漏極電流，以及MOSFET能夠承受這一功耗的持續時(shí)間之間的關(guān)系。例如，圖3中的MOSFET在10 V和85 A（850 W）條件下能承受1 ms，如果這一條件持續更長(cháng)時(shí)間，則MOSFET可能損壞。定時(shí)器電路使用外部定時(shí)器電容來(lái)限制MOSFET經(jīng)受這些最壞條件的時(shí)間。例如，如果定時(shí)器設置為1ms，當電流的持續時(shí)間超過(guò)1 ms的限制時(shí)，電路就會(huì )暫停，并關(guān)斷MOSFET。

　　為了提供安全裕量，在A(yíng)DM1177中，定時(shí)器的電流檢測電壓激活閾值被設置為92 mV，因此，當檢測電壓接近100 mV的額定值時(shí)，熱插拔控制器就會(huì )開(kāi)始計時(shí)。

　　設計實(shí)例

　　由于A(yíng)DM1177等控制器的設計允許一定的靈活性，因此演示其在12 V熱插拔設計實(shí)例中的應用是很有用的。在本例中，假設：

　　控制器為ADM1177

　　VIN = 12 V （±10%）

　　VMAX = 13.2 V

　　ITRIP = 30 A

　　CLOAD = 2000 μF

　　VON = 10 V （較好的開(kāi)啟控制器的電源電平）

　　IPOWERUP = 1 A （上電過(guò)程中所需的直流偏置電流）

　　為簡(jiǎn)化討論，計算中不考慮器件容差效應。當然，在最壞條件的設計中，應當考慮這些容差。

　　ON 引腳

　　首先考慮在電源電壓超過(guò)10 V的情況下使能控制器的情況。如果ON引腳的閾值為1.3 V，從VIN 到ON引腳的分壓器比例應該設定為0.13:1。 為了保證準確性，選擇電阻時(shí)應考慮到引腳的漏電。

　　由10 kΩ與1.5 kΩ構成的電阻分壓器的分壓比為0.130。

　　檢測電阻的選擇

　　檢測電阻的選取應以開(kāi)啟定時(shí)器所需的負載電流為依據。

　　其中 VSENSETIMER = 92 mV.

　　檢測電阻在30 A電流下消耗的最大功率為

　　因此，檢測電阻應該能承受3W的功率。如果沒(méi)有具有適當的額定功率或阻值的單個(gè)電阻，可以使用多個(gè)電阻并聯(lián)來(lái)構成檢測電阻。

　　負載電容充電時(shí)間

　　選擇MOSFET之前必須確定負載電容充電所需的時(shí)間。在上電階段，由于負載電容的浪涌電流效應，控制器通常會(huì )達到電流限制。如果TIMER引腳設置的時(shí)間不足以允許負載電容完成充電，那么MOSFET將被禁用，系統無(wú)法上電。我們可以使用下列公式來(lái)確定理想的充電時(shí)間：

　　其中 VREGMIN = 97 mV，是熱插拔控制器的最小調節電壓。

　　這個(gè)公式假定負載電流瞬時(shí)從0 A上升到30 A，這是一個(gè)理想情況。實(shí)際上，較大MOSFET的柵極電荷量QGS會(huì )限制柵極電壓的壓擺率，從而限制上電電流，因此，一定量的電荷會(huì )傳輸到負載電