開(kāi)關(guān)穩壓電源的設計與制作

一、要求
設計并制作如下圖所示的開(kāi)關(guān)穩壓電源。

要求：在電阻負載條件下，①輸出電壓Uo可調范圍：30V~36V;②最大輸出電流LOmax:2A；③U2從15V變到21V時(shí)，電壓調整率SU≤0.2％(Io=2A)；④Io從0變到2A時(shí)，負載調整率S1≤0.5％(U2=18V)；⑤輸出噪聲紋波電壓峰-峰值UOPP≤1V(U2=18V，Uo=36V，Io=2A)；⑥DC-DC變換器的效率η≥85%(U2=18V，Uo=36V，Io=2A)；⑦具有過(guò)流保護功能，動(dòng)作電流Io(th)=2.5±0.2A，排除過(guò)流故障后，電源能自動(dòng)恢復為正常狀態(tài)；⑧能對輸出電壓進(jìn)行鍵盤(pán)設定和步進(jìn)調整，步進(jìn)值1V，同時(shí)具有輸出電壓、電流的測量和數字顯示功能；⑨變換器（含控制電路）只能由UIN端口供電，不得另加輔助電源。

二、總體分析　
首先我們需要確定出系統方案。在要求中，第②③④⑤⑦⑧對總體方案影響不大，這些指標都只與器件選擇、制作工藝等因素有關(guān)，所以我們把注意力集中在剩下的三條指標上。首先，輸出電壓Uo可調范圍30~36V，而隔離變壓器副邊輸出為15～21V，整流濾波后最大約27V，小于30V，顯然在整個(gè)電壓范圍內都需要升壓輸出。當然，題目沒(méi)有限制整流電路形式，還有一種解決方案就是先倍壓整流再濾波，這樣后級可采用降壓電路。

其次，要求變換器整體效率大于85％，對小功率電源來(lái)說(shuō)，這個(gè)要求已經(jīng)比較高了，可以計算，在72W的額定功率、85%的效率下，變換器的損耗不能超過(guò)12.7W，要達到此項要求，就必須使用盡量少的器件，不論是功率主電路，還是控制測量電路，都應該使其盡量簡(jiǎn)單。題目還要求控制電路的電源只由整流輸出口(UIN)引出，不得另加輔助電源，這就要求自制輔助電源，且輔助電源效率不得太低，所以線(xiàn)性電源不是理想的選擇。
從以上分析，我們得出總體需求：主電路需要使用升壓拓撲，且升壓幅度不大，電路結構應盡量簡(jiǎn)單，器件數量盡量少，自制輔助電源，且效率應較高。分析還可以發(fā)現，輸入輸出沒(méi)有隔離要求，且輸入端已有隔離變壓器隔離，所以可以選用輸入輸出無(wú)電氣隔離的電路拓撲結構。最后我們選定基本Boost升壓電路方案，控制器選用凌陽(yáng)16位單片機，驅動(dòng)信號的產(chǎn)生選用FPCA，系統整體方案如下圖所示。220V交流電經(jīng)降壓、整流、濾波得比較穩定的直流電壓，直流電壓經(jīng)Boost電路升壓再濾波得平滑的直流輸出，輸出電壓、電流經(jīng)采樣輸入AD轉換芯片，由單片機PID調節器實(shí)現穩壓和調壓然后輸出指令信號給FPGA、并進(jìn)行顯示，FPGA生成PWM信號經(jīng)驅動(dòng)電路驅動(dòng)功率開(kāi)關(guān)管從而實(shí)現閉環(huán)反饋控制。當輸出電流大于保護設定值時(shí)產(chǎn)生過(guò)流保護信號，過(guò)流信號驅動(dòng)繼電器動(dòng)作切斷主電路同時(shí)關(guān)閉驅動(dòng)信號，然后延時(shí)再?lài)L試通電并進(jìn)行過(guò)流檢測，若過(guò)流則再斷開(kāi)主電路，直到電路恢復正常為止。

三、器件選擇
首先選擇電路開(kāi)關(guān)頻率fs。因為開(kāi)關(guān)損耗幾乎與開(kāi)關(guān)頻率的平方成正比，頻率過(guò)高會(huì )使損耗增加；但如果頻率太小，又會(huì )使濾波電感、電容體積過(guò)大，而且電路容易出現音頻噪聲。綜合考慮以后，選擇fs為20kHz。
(1)輸入電感和輸出濾波電容的選取。首先計算升壓電感的大小。整流輸出電壓的大小為19～27V，輸出電壓范圍為30—36V，由臨界電流公式Iob=Uo/2Lf8lD（1-D）(2)，當D=1/3時(shí)，臨界電流有最大值1obm=2Uo/27Lfs，要使電感電流連續，則最小負載電流(題目要求可空載，這里取0.1A)應大于Iobm，由此解得L≥2Uo/27fsIobm=2*36/27*30*0.1=1.33mH，取L=2mH。由輸出紋波△Uo=DUo/f8RC，R為負載電阻，此處可取15Ω，由此可計算濾波電容的大小，此處取C=4700μF。因Boost電路輸入電感直流分量很大，所以應盡量選取不易飽和的鐵芯作為電感磁芯，繞制時(shí)應盡量均勻緊湊，否則會(huì )增加電壓噪聲，也可直接購買(mǎi)。因電解電容存在較大寄生電感，所以焊接時(shí)應使引腳盡量短，同時(shí)并聯(lián)小容量聚丙烯電容，這對減小輸出電壓尖峰很有幫助。
(2)開(kāi)關(guān)管的選取。開(kāi)關(guān)管Q關(guān)斷時(shí)承受的正向電壓為36V，考慮一定的尖峰余地，IRF3205的正向擊穿電壓為55v，導通電阻僅為8mΩ，所以不會(huì )擊穿同時(shí)導通損耗也很小。輸出整流二極管選取導通電阻小的肖特基二極管MBR20100，其導通壓降為0.7V，反向擊穿電壓為100V。MOSFET的驅動(dòng)選專(zhuān)用驅動(dòng)芯片IR2110，驅動(dòng)電路如下圖所示。

(3)其它元件的選取。測量控制電路的損耗跟元件的工作電壓有關(guān)，信號放大用的運放選低電源電壓、Rail-To-Rail型運放INA132和OPA350，可降低功耗。
單片機的功耗與CPU時(shí)鐘頻率有關(guān)，降低單片機時(shí)鐘頻率也可使損耗減小，此設計中凌陽(yáng)單片機的CPU時(shí)鐘為24.576MHz。

四、制作
上圖所示為功率主電路原理圖，下圖所示為輔助電源電路圖。輔助電源電路中，LM2575與D1、L、C2組成Buck電路，R1、R2起反饋調節作用，調節R2可改變輸出電壓。此設計中共有兩路輔助電源電路，分別為+5V和+15V。經(jīng)典的Boost電路和其它電壓電流的測量電路都比較簡(jiǎn)單，其原理不再贅述，這里就制作過(guò)程中遇到的問(wèn)題及解決辦法作簡(jiǎn)單說(shuō)明。

第一個(gè)問(wèn)題是整流橋（耐流能力為10A）總是被燒毀。分析可知輸入穩態(tài)電流為SA左右，應該不會(huì )損壞整流橋，但實(shí)際上流過(guò)整流橋的電流仿真波形(C=4700μF)如下圖所示。濾波電容越大、二極管的導通角0越小，流過(guò)二極管的電流峰值就越大。其值很容易大于10A。后來(lái)我們在整流橋后面串入電感L1，因為電感有一定續流作用而使二極管導通角變大，從而減小電流峰值以保護整流橋，改進(jìn)后整流橋不再燒毀。但是開(kāi)機時(shí)保險管（額定電流10A）常被熔斷，分析發(fā)現，開(kāi)機時(shí)整流橋后的濾波電容呈瞬時(shí)短路狀態(tài)，所以開(kāi)機存在較大沖擊電流，所以我們在整流橋前串聯(lián)NTC（負溫度系數熱敏電阻，圖4中的RV1）、問(wèn)題也得到解決。其原理是，開(kāi)機時(shí)NTC溫度較低而呈現很大電阻，所以開(kāi)機電流不會(huì )很大，隨著(zhù)電路接通，NTC發(fā)熱而呈現很小電阻，所以正常工作時(shí)NTC上電壓降很小，不會(huì )影響電路正常工作。

遇到的第二個(gè)問(wèn)題就是電壓調節慢和穩壓不好，剛開(kāi)始我們以為是軟件調節器的問(wèn)題，檢查很久后發(fā)現是測量電壓不準造成的。在圖4電路中，顯然負載兩端電壓正比于節點(diǎn)1與2之間電壓，我們剛開(kāi)始直接測量節點(diǎn)2與地之間電壓，表面上看來(lái)0.1Ω的采樣電阻影響不大，但電路中流過(guò)的電流為2A時(shí)，電流采樣電阻上的壓降為0.2V，誤差約為0.5%，可見(jiàn)誤差并不小。另一方面，若用此種采樣方案，會(huì )因電路中電流的不同，造成的測量誤差也不同，隨電壓變化誤差呈現一定的非線(xiàn)性，這會(huì )給電壓調節帶來(lái)麻煩。所以，我們后來(lái)改用差分的方式采集電壓，也就是使用差分運放在節點(diǎn)1和節點(diǎn)2之間采樣，這樣可大大減小誤差，改進(jìn)后取得了很好的效果。測量電路的各個(gè)環(huán)節都應準確可靠，采樣電阻也應盡量準確穩定，如下圖所示的兩個(gè)采樣電路，同樣都可實(shí)現將輸出電壓縮小為十分之一采樣，但圖(b)電路中放大倍數的精度和穩定度都更高，也就是應使采樣電阻可變化程度盡量小。類(lèi)似，若在A(yíng)D轉換的入端需要對待測電壓或電流信號濾波，則濾波電容不宜過(guò)大，否則會(huì )影響響應時(shí)間而造成測量滯后，自然會(huì )使調節不準確。這些問(wèn)題雖然簡(jiǎn)單卻影響很大，若能快速準確的測量，單片機的調節將順利得多。

第三個(gè)問(wèn)題就是輸出電壓有較大尖峰，這顯然是由于開(kāi)關(guān)管的高頻開(kāi)關(guān)造成的，尤其是關(guān)斷時(shí)，由于電路中有寄生電感，瞬間電流的切斷會(huì )在電感兩端出現沖擊電壓。我們的解決辦法是一方面對開(kāi)關(guān)管加緩沖電路，改善關(guān)斷性能，基本原理如下圖，開(kāi)關(guān)管Q關(guān)斷時(shí)，原電路一部分電流通過(guò)快恢復二極管1）對電容C充電，使開(kāi)關(guān)管兩端電壓緩慢E升，電路中電流的減小速度也有所減緩，簡(jiǎn)單的緩沖電路可省去二極管D。具體的RCD的參數設計較復雜，設計時(shí)可參考有關(guān)開(kāi)關(guān)電源書(shū)籍。另一方面是在輸出濾波電解電容兩端并接高頻特性好、寄生電感小的聚丙烯電容，且多個(gè)并聯(lián)效果更好，但是要保證引線(xiàn)盡量短。同時(shí)為了減小線(xiàn)路電感，對功率主電路，應使走線(xiàn)盡量短，線(xiàn)徑稍粗。

再就是Boost電路本身的一個(gè)特點(diǎn)——不能開(kāi)路運行，然而題目意思顯然要求電源可以開(kāi)路。因為負載開(kāi)路時(shí)，輸入電感照常周期性地不斷儲能和釋放能量，而能量沒(méi)有被負載消耗掉，電容電壓將持續升高即多余的能量都存儲到電容極板間，很快導致電容擊穿。一種解決辦法是加假負載，也就是說(shuō)，當檢測到電源處于空載狀態(tài)時(shí)，自動(dòng)投入一個(gè)輕負載，這個(gè)負載電阻值較大，既能維持輸出電壓為給定值、本身功率損耗又較小。
以上是在制作此開(kāi)關(guān)電源中遇到的問(wèn)題及一些解決方案，采取這些措施并仔細調試后都達到了較好的效果。