寬帶低噪聲混頻器的設計
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本文研究的最終目的是得到一個(gè)寬帶應用的低噪聲混頻器，適用于GNSS接收機。
1 設計指標
這個(gè)混頻器設計的目的是實(shí)現一個(gè)寬帶應用的低噪聲混頻器，帶寬能夠覆蓋GNSS所有頻段(1GHz～1．6GHz)的混頻器，所要求的指標如下：1)輸入射頻頻率：1～1．6GHz；2)中頻輸出頻率：46MHz；3)射頻功率：-120～-30dBm；4)本振功率：-10dBm；5)工作電壓：3．3V；6)轉換增益：10dB；7)噪聲系數：4dB；8)1dB壓縮點(diǎn)：-17dBm。
2 混頻器的整體設計
混頻器的電路設計圖如圖1所示。
負載電路由R1、C1、R2、C2組成，分別構成了兩個(gè)RC一階低通濾波器，用于濾除泄漏到混頻器輸出端口的LO和RF等高頻信號。
在跨導級，Q8、R9和Q5、R7以及Q8、R9和Q6、R8構成了比例式鏡像電流源電路。其中，基極電阻R7和R8必須足夠大，保證射頻信號功率很好地注入到Q5和Q6，同時(shí)防止干擾信號從基極電阻串擾射頻信號。但是，基極電阻也不能太大，否則造成跨導管的基極電流太小，從而影響工作點(diǎn)，導致增益的下降。因為輸入的是差分信號，要求R7和R8相等，Q5和Q6尺寸一樣。
在開(kāi)關(guān)級，Q7連接成二極管的形式，給開(kāi)關(guān)管提供偏置電壓，Q1～Q4為完全一樣的晶體管，基極電阻R5和R6也完全一樣，而且要求阻值足夠大，以使本振信號功率有效注入開(kāi)關(guān)管。R4和R3分別用來(lái)設置偏置電流的大小和開(kāi)關(guān)級偏置電壓的大小，這兩者都不能太大，否則支路電流小，從而影響跨導管工作點(diǎn)的設置，靈活調整兩者的比例，可以讓電壓的分配更合理。電路中C1、C2電容值為2pF；偏置晶體管Q7和Q8選擇尺寸比較小的管子，目的是節省功耗，它們的型號為N05005011SH。各個(gè)電阻的取值如表1所示。
3 仿真結果
在對增益和噪聲進(jìn)行分析的時(shí)候，我們使用了ADS提供的“MixConvGainNF Schematic Template”環(huán)境進(jìn)行仿真。在輸入射頻信號頻率為1．575GHz，功率為-85dBm，輸出中頻為46MHz，輸入本振信號功率為-10dBm的時(shí)候，測得的轉換增益(conversiongain)為15．79dB，單邊帶噪聲系數為4dB。如圖2所示。
本設計混頻器應用于GNSS接收機，它要求接收的射頻信號頻率范圍在1～1．6GHz之間，本混頻器也要求在這范圍內擁有較高的增益和較低的噪聲系數。圖3為這一變化范圍內的增益和噪聲，這是經(jīng)過(guò)多點(diǎn)測試，然后用描點(diǎn)法描出來(lái)的。
另外，線(xiàn)性度也是混頻器需要考慮的一個(gè)重要問(wèn)題。一般從天線(xiàn)接收進(jìn)來(lái)的GNSS射頻信號功率在-110～-55dBm之間，經(jīng)過(guò)低噪聲放大器放大后，輸入到混頻器的射頻信號功率大約在-100～-40dBm之間。我們知道，當輸入信號功率變大，混頻器會(huì )出現增益壓縮的現象。圖4為混頻器的1dB增益壓縮點(diǎn)仿真結果。
4 結果分析
根據圖3仿真結果可以看出，在從1～1．6GHz的600MHz帶寬范圍內，增益下降不到2dB，均大于15dB，提供了足夠的增益，符合增益設計要求。另外，噪聲系數也出現了較小范圍內的變化，實(shí)現了寬帶低噪聲，符合設計要求。根據圖4仿真表明，該混頻器的1dB增益壓縮點(diǎn)為-17dBm，線(xiàn)性范圍滿(mǎn)足應用要求，也符合項目設計要求。
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