基于一階溫度補償技術(shù)的CMOS帶隙基準電壓源電路

為滿(mǎn)足深亞微米級集成電路對低溫漂、低功耗電源電壓的需求，本文提出了一種在0.25mN阱CMOS工藝下，采用一階溫度補償技術(shù)設計的CMOS帶隙基準電壓源電路。電路核心部分由雙極晶體管構成，實(shí)現了VBE和VT的線(xiàn)性疊加，獲得近似零溫度系數的輸出電壓。T—SPICE軟件仿真表明，在3.3V電源電壓下，當溫度在-20～70℃之間變化時(shí)，該電路輸出電壓的溫度系數為10x10-6／℃，輸出電壓的標準偏差為1mV，室溫時(shí)電路的功耗為5.283 1mW，屬于低溫漂、低功耗的基準電壓源。

近年來(lái)，集成電路的快速發(fā)展，基準電壓源在模擬集成電路、數?；旌想娐芬约跋到y集成芯片(SOC)中都有著(zhù)非常廣泛的應用，對高新模擬電子技術(shù)的應用和發(fā)展也起著(zhù)至關(guān)重要的作用，其精度和穩定性會(huì )直接影響整個(gè)系統的性能。因此，設計一個(gè)好的基準源具有十分現實(shí)的意義。

1 帶隙基準電路的基本原理

帶隙基準電壓源的目的是產(chǎn)生一個(gè)對溫度變化保持恒定的量，由于雙極型晶體管的基極電壓VBE，其溫度系數在室溫(300 K)時(shí)大約為-2.2 mV／K，而2個(gè)具有不同電流密度的雙極型晶體管的基極-發(fā)射極電壓差VT，在室溫時(shí)的溫度系數為+0.086 mV／K，由于VT與VBE的電壓溫度系數相反，將其乘以合適的系數后，再與前者進(jìn)行加權，從而在一定范圍內抵消VBE的溫度漂移特性，得到近似零溫度漂移的輸出電壓VREF，這是帶隙電壓源的基本設計思想。

1．1 帶隙基準電壓源核心電路

本文提出的電路核心結構如圖1所示，在電路中雙極晶體管構成了電路的核心，實(shí)現了VBE與VT的線(xiàn)性疊加，獲得近似為零溫度系數的輸出電壓。圖1中雙極型晶體管Q1和Q2的發(fā)射區面積相同，Q3和Q4的發(fā)射區面積相同，考慮設計需求，取Q1和Q2的發(fā)射區面積為Q3和Q4的發(fā)射區面積的8倍。

假設雙極晶體管基極電流為零，運放的增益足夠大，則a點(diǎn)和b點(diǎn)的電壓相等，即：

在實(shí)際電路中，經(jīng)過(guò)計算可知當取R3／R1=2.3066時(shí)，可以得到室溫下的近似零溫度系數的輸出參考電壓。

1．2 帶隙基準電壓源總體電路

帶隙基準電壓源總體電路總共由4部分組成：A部分是啟動(dòng)電路，B部分提供偏置電壓，C部分是運算放大器，D部分是帶隙電壓源的核心部分。其中核心部分是由雙極晶體管構成，實(shí)現了VBE和VT的線(xiàn)性疊加，獲得近似零溫度系數的輸出電壓?？傮w電路如圖2所示。

1．3 運放的失調對基準源的影響

基準源中運放的設計是非常重要的，運放的失調是基準源的一個(gè)主要誤差源。由于不對稱(chēng)性，運放會(huì )受到輸入失調的影響。假設失調電壓為Vos，經(jīng)計算得到含失調電壓的輸出公式為：

可見(jiàn)，Vos的大小可能導致相當大的基準源輸出電壓誤差。此外，Vos自身是溫度的函數，和理想運算放大器相比，會(huì )引入一定的誤差，而由運算放大器電源抑制比PSRR引入的誤差可以折合成失調輸入電壓Vos也將和電源有關(guān)。這樣，為了減小失調對基準電壓的影響，運放的失調就要盡可能地小。然而，引起失調的原因有許多，如晶體管之間的不匹配、運放輸入級管子閾值電壓的不匹配、運放的有限增益等等。因此，實(shí)際上，Vos是很難完全消除的，但通過(guò)提高運放的增益和細致地設計版圖可以減小它對基準電壓的影響，提高基準電壓源的精度。

1．4 電源抑制比

電源抑制比(PSRR)是電路對電源電壓頻率變化的抑制能力，是從運放的輸入到輸出的開(kāi)環(huán)增益與從電源到運放輸出的增益之比，用KPSR表示。對帶隙基準而言，由于輸出電壓和Vdd無(wú)關(guān)，所以Vdd的變化基本上不會(huì )影響輸出參考電壓的影響。但是隨著(zhù)工作頻率的提高，由于電容耦合的原因導致輸出電壓在高頻時(shí)會(huì )受到Vdd的波動(dòng)的影響，從而影響輸出電壓的穩定性。具體的電路設計中考慮了這一點(diǎn)，在電路中采用了自偏壓cascode結構的電流鏡，同時(shí)在輸出端接一對地濾波電容，輸出電壓的電源抑制特性就得到了很好的提高。

1．5 啟動(dòng)電路

啟動(dòng)電路也是帶隙基準源中一個(gè)重要的部分。如圖2中A部分所示，電路可能會(huì )出現零輸出的情況。因為放大器兩端的輸入都為零電平時(shí)，電路處于一種不工作狀態(tài)，因此需要一個(gè)啟動(dòng)電路來(lái)打破這種平衡。圖中引入的啟動(dòng)電路由Mp1～Mp6和Mn1～Mn4組成。其工作原理是由Mp1～Mp4，Mn1組成的反向器驅動(dòng)Mn2和Mn3，使Mn2和Mn3導通，從而通過(guò)a點(diǎn)和b點(diǎn)間接給運算放大器的兩個(gè)差分輸入端提供偏置電壓，保證在系統加電的時(shí)候，輸入差分對不會(huì )關(guān)斷，當電路正常工作后，啟動(dòng)電路關(guān)斷。

2 仿真結果

2．1 溫度特性

該電路的仿真基于Chartered 0.25μm models。仿真軟件是T—SPICE，電源電壓為3.3V，R3／R1的比值為2.3066，這樣的結果在版圖設計中比較容易實(shí)現，可以采用單元電阻串連的形式，有利于減少因為版圖失配引起的誤差。單元電阻的W=3μm，L=10μm，方塊電阻R=330 Ω，采用的第一層多晶實(shí)現。圖3所示的是輸出電壓溫度特性的仿真結果。

溫度在-20～70℃之間變化，輸出電壓溫度特性如圖3所示，它的溫度系數約為10ppm／℃。因此，可以看出輸出電壓的溫度特性并不是一直都為零，而是在一個(gè)溫度范圍內為零，在其他溫度下為正值或者負值。這是由于基極一發(fā)射極電壓、集電極電流、失調電壓以及電阻隨溫度變化引起的。

2．2 電源抑制特性

圖4是在1Hz到10GHz的范圍進(jìn)行掃描所得到的不同的電源抑制情況。低頻時(shí)抑制情況不太好，在-10dB左右，還有待于提高；高頻抑制情況很好，基本穩定在-120 dB左右。與傳統電路相比，本文提出的這種電路可以用于在各種系統尤其是高頻系統中，這一點(diǎn)是傳統電路所無(wú)法比擬的。

2．3 噪聲特性

噪聲是影響帶隙基準源穩定性的主要因素之一。通常噪聲分為外部噪聲和內部噪聲。外部噪聲一般都由電源電壓的變化以及其他電路的干擾造成。內部噪聲主要包括熱噪聲和閃爍噪聲。閃爍噪聲的大小與頻率成反比，因而在低頻下主要為閃爍噪聲，而高頻下為熱噪聲，對于高頻的熱噪聲，可以在輸出端Vref處加一個(gè)RC低通濾波器解決掉，而低頻的來(lái)自耦合到電源的噪聲則是需考慮的，可以通過(guò)提高電源抑制比來(lái)減小。圖5為電路在輸出端和電源電壓處的噪聲特性，在輸出端低頻時(shí)噪聲為10.4 nv／Rt，高頻時(shí)噪聲幾乎為0nv／Rt，性能很好。電源電壓處的噪聲為9.6nv／Rt左右。

2．4 電路其他參數

電路的其他方面的性能仿真結果如表1所示。表1的仿真結果是在電源電壓為3.3V的條件的測得的。有效電流指的是在電路正常工作的情況下從電源到地之間的電流，關(guān)斷電流指的是在電路不工作的情況下從電源到地的漏電流。

3 結論

電路經(jīng)過(guò)參數優(yōu)化后用T-SPICE仿真結果為：在3.3V電源電壓下的輸出的參考電壓為1.4031V，當溫度在-20～70℃之間變化時(shí)